為克服高頻脈沖交流環節逆變器存在的電壓過沖現象，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略。兩類控制策略可分別使得逆變器功率器件實現ZVS或ZVZCS軟開關，仿真和實驗結果表明了控制策略的可行性。

　　1 引言

　　高頻脈沖交流環節逆變器[1～5]，如圖1所示。該電路結構[5]由高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、高頻變壓器、周波變換器(全波式、橋式)構成，具有電路拓撲簡潔、雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率高等優點。

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　　圖1 高頻脈沖交流環節逆變器電路結構

　　但這類逆變器在采用傳統的PWM技術時，周波變換器器件換流將打斷高頻變壓器漏感中連續的電流而造成不可避免的電壓過沖。由于這個原因，這類方案都需采用一些緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量。有源電壓箝位電路是以增加功率器件數和控制電路的復雜性為代價的，故不十分理想。

　　因此，在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環節逆變器固有的電壓過沖問題和實現周波變換器的軟換流技術，是高頻環節逆變技術的一個研究重點。為此，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略，可分別使得逆變器功率器件實現ZVS或ZVZCS軟開關。

　　2 單極性移相控制原理

　　根據高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、周波變換器(全波式、橋式)的組合不同，高頻脈沖交流環節逆變器具有6種電路拓撲[5]，其中全橋全波式、全橋橋式電路如圖2所示。

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　　圖2 全橋全波式和全橋橋式逆變器電路

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　　圖3　單極性移相控制原理

　　以全橋全波式高頻脈沖交流環節逆變器為例，其單極性移相控制原理，如圖3所示。高頻逆變器將輸入電壓Ui調制成雙極性三態電壓波uEF，周波變換器將此電壓波解調為單極性SPWM波uDC，經輸出濾波后得到正弦電壓uo，周波變換器功率開關在uEF為零期間進行ZVS換流。逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。S1與S4、S2與S3之間在一個開關周期Ts內的共同導通時間為

　　Tcom=Ts(180o-θ)/ (2×180o )　　　　　　　　　　　　　(1)

　　當輸入電壓Ui降低或負載變大時，導致輸出電壓uo降低，閉環反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此，調節移相角θ可實現輸出電壓的穩定。