有很多電子產(chǎn)品需要扁平(Low-profile)而小型的交流對直流(AC-DC)電源設計，例如平面顯示器、機架式電腦設備、電信及航空的底盤安裝式設備等。然而，即使對一個相當有經(jīng)驗的電源設計人員來說，要在一個扁平且體積小的器件內(nèi)實現(xiàn)最大化的AC-DC電源效率，也不是一件容易的事;更何況在給定時間內(nèi)，這類設備須為負載提供數(shù)百瓦的功率，因而帶來更大的設計挑戰(zhàn)。

　　舉例來說，1U機架式應用中采用的典型12伏特(V)、300瓦(W)電源有尺寸上的限制，最大高度不得超過1.75寸(44.45毫米)，并要包含一個或多個風扇以進行強制空氣冷卻。但對于高度限制小于1U的系統(tǒng)，強制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂且表面積大的薄型散熱器來實現(xiàn)散熱管理。因此，最大效率的AC-DC電源設計顯得非常重要，因為其對縮小散熱器的尺寸與成本、提高設計的整體可靠性有直接影響。

　　助力AC-DC電源設計　BCM/CCM PFC各有妙用

　　在大多數(shù)功率位準工作的情況下，AC-DC電源需要某些類型的主動式功率因數(shù)校正器(PFC)。不過，是否需要PFC，必須取決于幾個考量，包括功率位準、終端應用、設備類型和地理位置等;此外，通常還須符合EN6100-3-2或IEEE 519等規(guī)范的要求才能決定。

　　對于AC-DC電源設計，一般會把一個非隔離且離線的升壓預調(diào)節(jié)器(Pre-regulator)當作PFC使用，其中，直流輸出電壓做為下游隔離直流對直流(DC-DC)轉(zhuǎn)換器的輸入。由于這兩個轉(zhuǎn)換器是彼此串連的，故總體系統(tǒng)效率ηSYS將是每個轉(zhuǎn)換器效率的乘積：

¨¨¨¨方程式1

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　　由方程式1可見，在選擇最佳電源拓撲及兩個轉(zhuǎn)換器的控制技術時，必須要謹慎且全面考慮，其中有兩種PFC控制技術，第一種具有許多高效特性的系統(tǒng)解決方案是結合交錯式雙邊界導通模式(BCM)PFC，另一種則為連續(xù)導通模式(CCM)PFC。

　　以BCM PFC模式而言，須搭配一個非對稱半橋(AHB)隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其須用到一個帶有自驅(qū)動(Self-driven)同步整流器(Synchronous Rectifier, SR)的倍流整流器次級端(Current Doubler Rectifier Secondary)。特別是對于300瓦～1仟瓦(kW)范圍的PFC來說，應考慮選擇BCM PFC，因為在相似的功率位準下，BCM PFC的效率高于CCM PFC控制技術。其以一種可變頻率控制演算法為基礎，在這種演算法中，兩個PFC升壓功率級彼此有同步180度的異相。

　　此外，由于BCM PFC具備有效的電感漣波電流消除，電磁干擾(EMI)濾波器和PFC輸出電容中常見的高峰值電流得以減小，并使輸出PFC大電容受益于漣波電流消除，進而讓流經(jīng)等效串連電阻(ESR)的交流RMS電流減小。不僅如此，由于升壓金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)在依賴交流線的零電壓開關(ZVS)下關斷，并在零電流開關(ZCS)下導通，故可進一步提高效率，而對于350瓦的交錯式BCM PFC設計，則可去掉MOSFET散熱器，如圖1所示。

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　　圖1 12伏特、300瓦的小型通用AC-DC電源

　　另一方面，CCM PFC設計中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關的開關損耗的影響，而開關損耗與輸入電流及線電壓成比例。藉由在零電流時關斷交錯式BCM升壓二極體，可避免反向恢復損耗，因而可以使用成本低廉的快速恢復整流二極體，而且在某些情況下不須搭載散熱器。

　　不過，對于CCM PFC設計，反向恢復損耗是無可避免的，為解決此一問題，通常會在二極體兩端采用RC緩沖器(但這樣做會降低效率)，或者是采用較高性能的碳化矽二極體(會增加相關成本)。

　　打造隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器　LLC/AHB拓撲廣獲青睞

　　在整個AC-DC電源設計中，隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器設計是一個重要環(huán)節(jié)，而半橋則是針對此設計一個很好的拓撲選擇，因為它有兩個互補驅(qū)動的初級端MOSFET，且最大汲極源極電壓(Drain-to-source Voltage)受限于所加的直流輸入電壓。其中，半橋拓撲有兩種衍生產(chǎn)品，即半橋諧振(LLC)和AHB，兩種都已被廣為采用，部分原因是因為可取得專用于這些拓撲的功率管理控制IC。

　　首先，LLC藉由可變頻率控制技術，利用與功率級設計相關的寄生元素來實現(xiàn)ZVS切換。不過，由于經(jīng)調(diào)節(jié)的直流輸出只使用電容濾波，這種拓撲最適合的是輸出漣波較低、輸出電壓較高的應用，對于離線DC-DC應用，一般規(guī)則是當輸出電壓大于12伏特直流電時，最好選擇LLC。

　　另外，對于300瓦、12伏特DC-DC轉(zhuǎn)換器，AHB則成為一種高效率的選擇，其采用固定式的頻率控制方法，由于初級電流決定于變壓器的初級電壓，故可為兩個初級MOSFET的ZVS提供必要條件。同時，利用AHB實現(xiàn)ZVS能力的前提類似于LLC，也須取決于對電路寄生元素的透徹了解，例如變壓器漏電感、繞組電容(Winding Capacitance)和分立式功率器件的結電容等。

　　運用固定頻率方案簡化SR工作

　　相較于LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大幅簡化次級端自驅(qū)動SR的工作，使其閘極驅(qū)動電壓很容易由變壓器次級端推算出來。此時增加一個低端MOSFET驅(qū)動器，如圖2所示的雙路4安培(A)FAN3224驅(qū)動器，就可以精確給出流經(jīng)MOSFET米勒平坦區(qū)的電平轉(zhuǎn)換和高峰值驅(qū)動電流，從而確保快速高效的SR開關轉(zhuǎn)換。

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　　圖2 帶倍流整流器的自驅(qū)動同步整流(SR)示意圖

　　圖2的倍流整流器可用于任何雙端電源拓撲和大DC電流應用，它具有好幾個突出的特性。第一，其次級端由一單一繞組構成，可簡化變壓器的結構。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個電感器上，故大電流流入次級端而產(chǎn)生的功耗會得到更有效的分布。第三，作為工作周期(D)的函數(shù)，兩個電感漣波電流彼此抵消后，兩個電感電流將擁有相當于兩倍開關頻率的視頻率(Apparent Frequency)，故可允許更高的頻率，且流入輸出電感的峰值電流更低。

　　最后，在對稱轉(zhuǎn)換器(推挽式、半橋、全橋)中，每一個倍流電感都可攜帶一半的輸出電流，而AHB則不盡然，且加在次級端整流器上的非對稱電壓也可能是AHB的缺點之一。當AHB在其限值工作周期為0.5附近工作時，載入的SR電壓幾乎可達到匹配。

　　然而，更合理的方案是通過對變壓器的匝數(shù)比進行設計，使工作周期在額定工作期間保持在0.25<工作周期<0.35的特定范圍內(nèi)。當工作周期在此范圍內(nèi)時，如圖2所示，Q1和Q2之間的電壓應力，以及載入L1和L2兩端的電壓會變得不均衡，導致L1和L2之間的電流分布不均勻，必須考慮到每一個SR MOSFET的額定電壓。

　　有鑒于此，可以采用電感值不相等的L1和L2，以及額定電壓不同的SR MOSFET來優(yōu)化設計，而變壓器的匝數(shù)比也可以是非對稱的;只不過，使用這些技術須對所有工作條件下的電路行為有深入的了解。

　　材料/元件細評估　效率/尺寸可兼顧

　　值得注意的是，表1所示的規(guī)格可說明上述解決方案的可行性，但是須采用一個交錯式雙BCM PFC升壓預調(diào)節(jié)器來滿足此一設計，預調(diào)節(jié)器之后是一個帶自驅(qū)動SR的非對稱半橋DC-DC轉(zhuǎn)換器，如圖1所示。

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　　其實，表1的規(guī)格是對AC-DC電源設計要求的簡單結論，主要設計目標包括盡可能在寬范圍內(nèi)獲得最大的效率，并實現(xiàn)最小型的電源設計及散熱器尺寸。若要在寬負載范圍內(nèi)獲得最大的效率，須對每一個功率級的材料和元件選擇進行仔細的考慮，尤其是在磁性設計方面，由于交錯式BCM PFC的頻率可能高達數(shù)百kHz，且變化多達10：1，故升壓電感必須是客制化設計的。

　　舉例來說，采用適當?shù)燃壍牡刃Ф喙山g合線(Litz Wire)可減小交流損耗，而交流損耗正是BCM PFC升壓電感中銅損耗的主要部分。因此，應該采用適合高頻工作的間隙(Gapped)鐵氧體材料，如選擇EPCOS公司的N87材料制作薄而扁平的EFD30鐵氧體磁芯組，其測得的PFC效率如圖3所示。

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　　圖3 AC-DC電源設計搭載交錯式BCM PFC測得的效率(100%=330瓦)

　　對于300瓦的扁平型AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個水平磁芯的結構，包括初級端繞組以串連方式連接;次級端繞組以并連方式連接。不過，該方案必須使用兩個變壓器，因為每個磁芯的橫截面積(Ae)差不多是避免飽和所必需的150平方毫米的一半，而要在一個高不到20毫米的小型元件上設計出橫截面積為150平方毫米的傳統(tǒng)形狀磁芯，是一件不可能的事情。因此，類似于BCM PFC電感設計，該方案也采用絞合線和高頻鐵氧體磁芯材料來保持高效率。

　　最后一個重要設計步驟是把AHB變壓器中的漏電感量控制在允許范圍內(nèi)，對于ZVS的要求，需要某些特定的漏電感值;而對于自驅(qū)動SR，則需要調(diào)節(jié)時序延遲。在本設計中因變壓器產(chǎn)生的有效泄漏被優(yōu)化為7μH，也就是總體有效磁性電感的1.5%，300瓦AHB DC-DC轉(zhuǎn)換器測得的效率結果如圖4所示。

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　　圖4 AHB 390伏特到12伏特/25安培DC-DC測得的效率(100%=300瓦)

　　降低導通損耗成關鍵　BCM/AHB控制器助陣

　　以圖4測得的滿負載效率而言，主要由轉(zhuǎn)換器功率級的導通損耗來決定，因此，在這些條件下，幾乎沒有一種控制器可提供幫助。不過，要保持較高的輕載效率，倒有好幾種控制器技術可以考慮。例如快捷(Fairchild)半導體推出的一款交錯式雙BCM PFC控制器FAN9612，其利用一個內(nèi)部固定的最大頻率箝制來限制輕載下和AC輸入電壓過零點附近的與頻率相關的輸出電容(Coss)MOSFET開關損耗。

　　值得注意的是，在AC線電壓部分輸入電壓(VIN)>輸出電壓(VOUT)的二分之一期間，也可采用谷底開關技術(Valley-switching Technique)來感測最佳的MOSFET導通時間，進一步降低輸出電容的電容性開關損耗;而當VIN 此外，F(xiàn)AN9612還導入一種自動相位管理功能，進一步提高輕載效率。這種功能可把雙通道工作降至單通道工作模式，而相位管理則有助于提高輕載效率的效益，如圖3所示，在10%<20%時，效率曲線看起來更加平坦。加上單通道工作模式可把開關損耗對輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當負載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉(zhuǎn)換到雙通道工作模式時的情況。右圖記錄的則是負載從滿載降至12%(42瓦)時，雙通道轉(zhuǎn)換到單通道工作模式時的情況。 <20%時，效率曲線看起來更加平坦。加上單通道工作模式可把開關損耗對輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當負載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉(zhuǎn)換到雙通道工作模式時的情況。右圖記錄的則是負載從滿載降至12%(42瓦)時，雙通道轉(zhuǎn)換到單通道工作模式時的情況。>

　　圖5 PFC相位管理比較圖

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　　另一方面，AHB隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的實現(xiàn)方案可采用AHB控制器FSFA2100來實現(xiàn)。舉例來說，導入FSFA2100于單一的九腳功率半導體系統(tǒng)封裝(SiP)中，其能整合脈沖寬度調(diào)變(PWM)控制、閘極驅(qū)動功能及內(nèi)部功率MOSFET等功能。此種先進的整合度讓設計人員可藉由較少的外部元件，進一步獲得高達420瓦的極高效率。

　　值得注意的是，把這三大關鍵功能整合在單一封裝中，可避免對ZVS所需死區(qū)時間(Dead Time)的可編程設計任務，并把內(nèi)部驅(qū)動器與MOSFET之間的閘極驅(qū)動寄生電感減至最小。不過，SiP功率封裝中的功耗大部分源于內(nèi)部MOSFET的開關，因此需要一個扁平的擠壓式散熱器，尤其是對無強制空氣冷卻的300瓦設計，更是如此。

　　設計環(huán)節(jié)緊密扣連　高效率AC-DC電源誕生

　　總體而言，以本文所舉的設計案例，AC-DC的整體系統(tǒng)包括輸入EMI濾波器、橋式整流器、交錯式BCM PFC和AHB隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，所獲得的總體效率如圖6所示。在Vin=120伏特交流電(VAC)時，該設計的峰值效率為91%;Vin=230伏特交流電時為92%;Vin=120VAC或230VAC，以及POUT>38%(114瓦)時，大于90%。

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　　圖6 AC-DC電源總體系統(tǒng)效率

　　其中，包括磁性元件設計、功率半導體選擇、印刷電路板(PCB)布局、散熱器選擇及控制器特性等所有條件都必須協(xié)同工作，才能成功實現(xiàn)一個在大負載范圍內(nèi)可獲得高效率的扁平且小型AC-DC電源設計。