1. 引言

　　用MOSFET替代二極管引發了新的挑戰——優化系統能效和控制電壓過沖。本應用筆記介紹了通過利用英飛凌OptiMOS?3解決方案的優化表(適用于30 V、40 V、60 V、75 V、80 V、100 V、120 V和150 V等應用)幫助選擇最佳MOSFET的方法。

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　　圖1. 二極管整流與同步整流之比較

　　. 同步整流基礎知識

　　要選擇最優的MOSFET來實現同步整流，必須充分理解MOSFET的功耗產生機制。首先，必須區分開隨負載而變化的導通損耗與基本保持不變的開關損耗。導通損耗取決于MOSFET的RDS(on)和內部體二極管的正向電壓VSD。隨著輸出電流的提高，導通損耗(RDS(on)損耗)也會相應地增加。為確保兩個SR MOSFET之間互鎖，以避免出現直通電流，必須實現一定的死區時間。因此，在開啟一次側之前，必須關斷相應的MOSFET。由于該MOSFET正在導通全部續流電流，因此，這些電流將不得不從MOSFET溝道轉而流向內部的體二極管，并由此產生額外的體二極管損耗。體二極管的導通時間很短，僅為50 ns至100 ns左右，因而，當輸出電壓比體二極管的正向電壓高得多時，這些損耗可以忽略不計。

　　取決于電源轉換器的開關頻率和輸出負載，開關損耗對MOSFET的總功耗有很大影響。MOSFET開啟時，必須對柵極進行充電，以產生柵極電荷Qg。MOSFET關斷時，則必須將柵極中的電荷放電至源極，這就意味著Qg將消散在柵極電阻和柵極驅動器中。對于特定MOSFET技術，柵極驅動損耗會隨著RDS(on)的降低而增加，因為硅片越大Qg就越多。

　　在總開關損耗中占很大比例的另一種損耗與MOSFET的輸出電容Coss和反向恢復電荷Qrr有關。MOSFET關斷時，必須將Qrr移走，并且必須將輸出電容充電至次級變壓器電壓。這個過程會導致反向電流峰值，該電流將耦合到交換環路的電感中。所以，這些電量將被轉移至MOSFET的輸出電容，加上之前存儲的電量，將由此產生電壓尖峰。這些電量將觸發LC振蕩電路。LC振蕩電路的性能取決于印刷電路板的感應系數和MOSFET的輸出電容Coss。LC電路的寄生串聯電阻將減弱振蕩。由于這種在關斷過程中產生的感應電量直接取決于MOSFET Coss(相應地，當輸出電容被充電至次級變壓器電壓時，則為輸出電荷Qoss)，因此，總Coss決定了容性關斷損耗。對于柵極電荷也是如此，Qoss會隨著RDS(on)的降低而增加。因此，總是能找到可以實現最高效率的導通損耗與開關損耗之間的平衡點。

　　大致上，對于OptiMOS?3產品而言，Qrr可以忽略不計，因為其對總功耗的影響微乎其微。在這種情況下，Qrr僅被視為MOSFET體二極管的反向恢復電荷，而數據手冊中的Qrr則是按照JEDEC標準測得的，因此，除體二極管Qrr之外，還包含MOSFET的部分輸出電荷。此外，其他因素也會導致應用中的實際Qrr值低于數據手冊所提供的Qrr值。數據手冊中的值是在對體二極管施以允許的最高MOSFET漏極電流、體二極管導通時間長達500 μs并且di/dt值固定為100A/μs的條件下測得的。在實際應用中，通常電流僅為最高漏極電流的三分之一左右甚至更低，體二極管導通時間在20ns至100ns范圍內，并且di/dt可能高達800A/μs。

　　3. 優化同步整流MOSFET

　　要優化SR MOSFET的效率，必須找到開關損耗與導通損耗之間的最佳平衡點。在輕負載條件下，RDS(on)導通損耗占總功耗的比例極低。在這種情況下，在整個負載范圍內基本保持不變的開關損耗是主要損耗。但是，當輸出電流較高時，導通損耗則成為最主要的損耗，其占總功耗的比例也最高，請參見圖2。

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　　圖2. 功耗構成與輸出電流的關系

　　在選擇最適當的MOSFET時，必須特別注意RDS(on) 的取值范圍，如圖3所示。當RDS(on)超出最優值時，總功耗將隨RDS(on)的提高而線性增加。但當RDS(on) 降至低于最優值時，總功耗也會因輸出電容的快速增加而急劇上升。此外，在圖3中可以看出，可實現最低功耗的RDS(on)值范圍相當寬。在本例中，當RDS(on)在1毫歐姆至3毫歐姆范圍內時，總功耗始終大致相同。但是，在此范圍之外，RDS(on)僅下降0.5毫歐姆，便會令總功耗提高一倍，從而嚴重降低電源轉換器的效率。

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　　圖3. 功耗與RDS(on)值的關系

　　對于優化SR，另一個重要的問題是正確選擇MOSFET封裝。只要將TO-220封裝替換為SuperSO8封裝即可實現效率提升。這是因為，SuperSO8封裝的電阻占總RDS(on)的比例更低。在降低RDS(on)的同時，保持輸出電容不變，能夠降低FOMQoss。FOMQoss是特定MOSFET解決方案的性能指標(FOMQoss= RDS(on) * Qoss)。因此，降低FOMQoss可以降低開關損耗，從而提高系統能效。

　　4. 應當按何種負載電流優化MOSFET?

　　要在整個負載范圍內實現均衡的效率，必須借助四象限SR器件優化表對MOSFET電流做出合理的選擇。采用滿負載優化，可以在輸出電流較高時實現良好的效率。但是，當負載較低時，這種方法會大大降低效率，并且所需并聯MOSFET的數量將多得不能接受。因此，必須找到最優MOSFET電流，以在整個輸出電流范圍內實現相對恒定的效率值。

　　為闡明這個問題，圖4顯示了不同優化方法得到的效率。圖中所示效率曲線為，當變壓器電壓為40V、柵極驅動電壓為10V、開關頻率為100kHz時計算得到的12V同步整流級的效率。在75V優化表中選擇 IPP034NE7N3，按10 A MOSFET電流進行設計，所得到的優化方案僅需一個MOSFET。如圖4所示，這種優化方案能夠在低電流時實現很高的效率，而在高電流時效率卻極低。按50 A進行優化設計，所得到的最佳方案則需要5個MOSFET。采用這種優化方案，低電流時的效率將低得不能接受，但在滿負載時可以達到最高效率。因此，對該設置而言，最佳優化方案是采用兩個并聯的MOSFET，從而獲得整體均衡的效率。

　　通常，按最高輸出功率的20%至30%對MOSFET進行優化，可以獲得均衡的總體效率。對于強調輕負載效率的系統，可以按最高電流的10%至20%的低電流進行優化;而對于高負載設計，則適于按最高電流的60%進行優化。應當避免按100%輸出負載進行優化，因為這會嚴重降低系統的低負載效率，并大大增加所需并聯的MOSFET數量。

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　　圖4. 不同優化方法實現的效率不盡相同

　　5. 借助四象限SR器件優化表選擇MOSFET

　　為了幫助開發人員更輕松地為SR應用選擇最優MOSFET，下面介紹一個四象限SR器件優化表。借助這個優化表，可以根據三個應用參數找到最適合的器件：次級變壓器電壓、開關頻率和RMS MOSFET電流。為便于理解，圖5給出了一個實際的例子。

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　　圖5. 四象限SR器件優化表

　　使用優化表時，首先從次級變壓器電壓開始。在所用電壓值位置，畫一條垂直的直線。在兩條線相交處可以選出特定的MOSFET。通過一條水平的直線和一條垂直的直線，便可選擇開關頻率和MOSFET電流。如前面所討論，按最好從滿負載的20%至30%的電流值開始進行選擇。此時，可以在正Y軸上讀取最優RDS(on)值。在第四個象限中，顯示了并聯MOSFET的最佳數量。在第四個象限中，必須選擇之前在第一個象限中選定的MOSFET型號。然后，按同樣的參數(變壓器電壓、開關頻率和電流RMS)對另一個型號的MOSFET重復執行這個選擇過程。比較兩次選擇所得到的最優RDS(on)值，最優RDS(on)值越低的MOSFET所產生的功耗也越低，因而是更加高效的解決方案。

　　這個MOSFET選擇方法，是在假定應用具備最優開關性能的條件下計算得到的。如果發生了諸如動態開啟或雪崩等二階效應，那么這個優化表可能不準確。此外，硬開關轉換器拓撲可實現最佳結果。任何諧振軟開關拓撲均可能導致失配，因為可以回收利用開關過程產生的部分電量。在這種情況下，實際最優RDS(on) 值將低于計算得到的值。請注意，一次側采用準諧振拓撲(例如相移ZVS全橋)也可使二次側的同步整流實現硬開關性能，從而也可以利用這種設計優化表來進行優化。

　　從這種優化表得到的所有結果，均以理想的MOSFET性能為前提。根據經驗，實際應用的結果與按理想狀況計算得到的結果有所不同。因此，利用這種優化表得到的結果應作為最優器件選擇的參考，以防止MOSFET性能不足或過高。如果利用這種優化表得到的結果是在兩個不同的并聯MOSFET數量之間，那么，數量較低的方案是適于低負載的優化方案，而數量較高的方案則是更適于高功率的優化方案。此外，任何與同步整流級并聯的緩沖網絡均會影響器件的選擇，因此，在設計時也必須予以考慮。

　　要在整個負載范圍內實現總體優化，僅一次計算是不夠的。除按特定負載值(電流值)計算最優MOSFET之外，還需要按不同負載電流在這個四象限優化表上進行多次計算，以擴大優化范圍。同時，還要根據實際應用要求，調整所得結果。