在△-∑鎖相環或△-∑延時鎖定環里，電荷泵的非線性將造成高頻量化噪聲被折疊到低頻，從而影響帶內相位噪聲性能。采用了混合型FIR噪聲濾除技術后，由于環路中并行的鑒相器和電荷泵支路是由△-∑調制器的輸出經過不同時鐘周期延時后依次控制的，因此會對各支路受數字控制的相位誤差有類似“桶形移位”的效果。如圖9所示，盡管該結構沒有像模/數轉換器設計中的桶形移位技術一樣存在控制字的卷繞，但多支路的并行工作配合依序的控制，使得所有相位誤差電荷在電荷泵中合成后，各支路數控相位到模擬域電荷的非線性映射可以得到平均和改善。

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　　這種結構對電荷泵非線性的改善還可以從另一個角度來解釋，即造成電荷泵非線性的一個重要原因是其上下電流存在和輸出電壓相關的動態失配。圖5(b)表明，在采用了混合型FIR噪聲濾除技術后，電荷泵輸出電壓擺幅遠小于傳統結構，這就意味著電荷泵的線性度得到了提高。

　　可以看出，混合型FIR濾波器在實現預期噪聲整形的同時，也減小了由于電荷泵非線性造成帶內噪聲的惡化。作為一個特例，盡管各支路存在如圖9所示的非線性，但當它們疊加之后恰好是線性特性時，該結構將能完全消除每個支路非線性的影響。但是由于這種巧合在實際電路中幾乎不存在，因此通常不能實現徹底的線性化改善，在設計中仍然需要注意結合其他一些提高線性度的考慮。

　　5 額外的開銷

　　從圖1給出實現混合型FIR噪聲濾波的電路結構可以看出，該技術相比傳統結構需要額外的硬件開銷，包括一個多輸入電荷泵、多個鑒相器，以及用于實現調制器輸出延時的寄存器鏈。此外，由于送至鑒相器的環路反饋信號在鎖相環和延時鎖定環中分別由分頻器和相位選擇器或插值器得到，這意味著這些模塊也需要有多個。

　　對于多輸入電荷泵，由于其總電流必須和傳統結構中的電荷泵一致，以維持環路原始動態特性，因此電路中只是存在更多的開關管，幾乎沒有額外的面積和功耗的開銷。

　　對于其他模塊，由于它們都屬于單端數字電路，因此面積和功耗可以隨著CMOS工藝的進步得到成比例的改善。這也意味著如果采用先進的工藝，則可以在較低的代價下實現更多抽頭數的FIR濾波器，以達到更好的噪聲抑制效果。

　　然而由于分頻器消耗的電流隨著工作頻率的提高而急劇增加，這使得在高頻無線應用中采用混合型FIR噪聲濾除技術時存在巨大的功耗開銷。為了解決這個問題，在分頻器設計上可以遵照移相的方法來實現等效分頻，從而使并行支路問可以共用最耗電流的前級預分頻器，以降低總功耗。

　　6 結語

　　本文提出的一種混合型FIR噪聲濾波技術，其基本電路結構是：將△-∑調制器的輸出經過一個寄存器鏈加以延時，從中選取若干抽頭去控制并行的多支路分頻器或相位選擇器，并各自經過鑒相器判別相位差，最后各支路對應的誤差電荷在一個多輸入電荷泵中加以合成，由此可以在不改變環路動態特性的同時，實現對量化噪聲的等效FIR濾波。由于這種技術基于離散時間域工作，因此繼承了現有數字FIR噪聲濾除技術對PVT變化以及模擬失配不敏感的優點;同時又結合模擬域的電荷合成解決了數字FIR濾波器的噪聲增益問題;而其并行多支路工作配合依序控制的結構特點又帶來降低對電荷泵線性度要求的額外好處。此外，相比其他純模擬的量化噪聲抑制技術，該技術也有硬件成本上的優勢。