模擬集成電路中有一種眾所周知卻又了解不深的現(xiàn)象，即RFI整流，在運(yùn)算放大器和儀表放大器中尤為常見(jiàn)。放大極小信號(hào)時(shí)，這些器件可以對(duì)大幅度帶外HF信號(hào)進(jìn)行整流，即RFI。因此，除所需信號(hào)外，輸出端還會(huì)出現(xiàn)直流誤差。不需要的HF信號(hào)可以通過(guò)多種途徑進(jìn)入敏感模擬電路。引入和引出電路的導(dǎo)體為進(jìn)入電路的干擾耦合提供了通路。這些導(dǎo)體會(huì)通過(guò)容性、感性或輻射耦合拾取噪聲。雜散信號(hào)會(huì)和所需信號(hào)一起出現(xiàn)在放大器輸入端。雜散信號(hào)的幅度雖然可能只有幾十毫伏，但是也會(huì)產(chǎn)生一些問(wèn)題。簡(jiǎn)言之，敏感低帶寬直流放大器未必總能抑制帶外雜散信號(hào)。對(duì)簡(jiǎn)單的線性低通濾波器而言，情況確實(shí)如此，而運(yùn)算放大器和儀表放大器實(shí)際上會(huì)對(duì)高電平HF信號(hào)進(jìn)行整流，從而導(dǎo)致非線性和異常失調(diào)。本指南將討論RFI整流的分析和預(yù)防方法。

　　背景知識(shí)：運(yùn)算放大器和儀表放大器RFI整流靈敏度測(cè)試

　　幾乎所有的儀表放大器和運(yùn)算放大器輸入級(jí)都采用某種類(lèi)型的射極耦合BJT或源極耦合FET差分對(duì)。根據(jù)器件工作電流、干擾頻率及其相對(duì)幅度，這些差分對(duì)可以像高頻檢波器一樣工作。檢波過(guò)程會(huì)在干擾的諧波頻譜成分上產(chǎn)生噪聲，同樣也會(huì)在直流分量上產(chǎn)生噪聲!從干擾中檢測(cè)到的直流成分會(huì)轉(zhuǎn)換放大器偏置電平，導(dǎo)致結(jié)果不準(zhǔn)確。

　　運(yùn)算放大器和儀表放大器中的RFI整流效果可以通過(guò)相對(duì)簡(jiǎn)單的測(cè)試電路來(lái)評(píng)估，如RFI整流測(cè)試配置中所述。在這些測(cè)試中，運(yùn)算放大器或儀表放大器增益配置為–100(運(yùn)算放大器)或100(儀表放大器)，直流輸出在100 Hz低通濾波器后測(cè)量，以防來(lái)自其它信號(hào)的干擾。測(cè)試激勵(lì)選用100 MHz、20 mVp-p信號(hào)，遠(yuǎn)高于測(cè)試器件的頻率限制。操作時(shí)，測(cè)試可以評(píng)估存在激勵(lì)時(shí)觀察到的直流輸出偏移。該測(cè)量的理想直流偏移為零，給定器件的實(shí)際直流偏移表示相對(duì)RFI整流靈敏度。采用BJT和FET技術(shù)的器件都可以通過(guò)該方法來(lái)測(cè)試，因?yàn)檫@些器件在高低電源電流水平下都可以工作。

　　在原始運(yùn)算放大器測(cè)試中，有些FET輸入器件的輸出電壓不具有可觀察的偏移，而其它有些器件則表現(xiàn)出小于10 μV的偏移(折合到輸入端)。在BJT輸入運(yùn)算放大器中，偏移量會(huì)隨著器件電源電流的增加而減小。只有兩款器件不具有可觀察的輸出電壓偏移，其它器件的偏移則小于10 μV(折合至輸入端)。可想而知，其它運(yùn)算放大器在接受此類(lèi)測(cè)試時(shí)也會(huì)表

　　現(xiàn)出類(lèi)似模式。

　　通過(guò)這些測(cè)試，可以概括出RFI整流的一些特點(diǎn)。首先，器件耐受性似乎與電源電流成反比，也就是說(shuō)，在低靜態(tài)電源電流下偏置的器件具有最高的輸出電壓偏移。其次，具有FET輸入級(jí)的IC似乎比具有BJT的IC不易受整流影響。注意，無(wú)論是運(yùn)算放大器還是儀表放大器，這些特點(diǎn)都是獨(dú)立的。實(shí)際上，這意味著低功耗運(yùn)算放大器或儀表放大器更易受RFI整流影響。而且，F(xiàn)ET輸入運(yùn)算放大器(或儀表放大器)更不易受RFI整流的影響，在較高電流下工作時(shí)尤為如此。

　　根據(jù)上述數(shù)據(jù)和BJT與FET的基本差異，我們可以總結(jié)一下之前了解的內(nèi)容。雙極性晶體管效應(yīng)受正偏PN結(jié)(基極-發(fā)射極結(jié))的控制，該結(jié)點(diǎn)的I-V特性具有指數(shù)特性和明顯的非線性。另一方面，F(xiàn)ET特性受施加到反向偏置PN結(jié)二極管上電壓的控制(柵極-源極結(jié))。FET的I-V特性滿足平方律，因此，本身就比BJT更具有線性。

　　對(duì)低電源電流器件而言，電路中的晶體管經(jīng)過(guò)偏置后，電流遠(yuǎn)低于其峰值fT集電極電流。雖然IC構(gòu)建所用的工藝涉及的器件fT可達(dá)幾百M(fèi)Hz，但是晶體管在低電流水平下工作時(shí)，電荷躍遷時(shí)間會(huì)增加。采用的阻抗水平也使這些器件中的RFI整流變得更差。在低功耗運(yùn)算放大器中，阻抗約為幾百到幾千千歐，而在中等電源電流設(shè)計(jì)中，阻抗可能不超過(guò)幾千歐。在這些因素的共同作用下，低功耗器件的RFI整流特性變差。

　　圖1總結(jié)了關(guān)于RFI整流靈敏度的一般性觀察，運(yùn)算放大器和儀表放大器均適用。

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　　圖1：關(guān)于運(yùn)算放大器和儀表放大器輸入級(jí)RFI整流靈敏度的一些一般性觀察

　　分析方法：BJT RFI整流

　　實(shí)驗(yàn)表明，與具有FET輸入的類(lèi)似器件相比，BJT輸入器件具有更高的RFI整流靈敏度，可以采用分析性更強(qiáng)的方法來(lái)解釋這一現(xiàn)象。

　　RF電路設(shè)計(jì)人員早就知道，由于具備非線性I-V特性，PN結(jié)二極管是有效的整流器。HF正弦波輸入的BJT晶體管電流輸出頻譜分析表明，器件偏置越接近“膝部”，非線性就越高。這會(huì)進(jìn)而使其用作檢波器時(shí)更為有效。這一點(diǎn)在低功耗運(yùn)算放大器中尤為重要，此時(shí)輸入晶體管在極低集電極電流時(shí)會(huì)發(fā)生偏置。

　　參考文獻(xiàn)1中說(shuō)明了BJT集電極電流的整流分析方法，在此恕不贅述，除非需要作出重要結(jié)論。這些結(jié)果表明，原始二次二階項(xiàng)可以簡(jiǎn)化為頻率相關(guān)項(xiàng)△ic(AC)(兩倍輸入頻率下)和直流項(xiàng)△ic(DC)。后一項(xiàng)可以采用公式2表示，整流直流項(xiàng)的最終形式為：

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　　公式1

　　該公式表明，二階項(xiàng)的直流成分與HF噪聲幅度VX的平方以及晶體管的靜態(tài)集電極電流IC成正比。為了表明整流的這一特點(diǎn)，注意，在IC為1 mA條件下工作、具有10 mVpeak高頻信號(hào)沖擊的雙極性晶體管的直流集電極電流變化約為38μA。

　　減少整流集電極電流需要減少靜態(tài)電流或干擾幅度。由于運(yùn)算放大器和儀表放大器輸入級(jí)很少提供可調(diào)整靜態(tài)集電極電流，迄今為止，減少干擾噪聲VX水平還是最佳(也幾乎是唯一)解決方案。例如，將干擾幅度減少2倍至5 mVpeak后，會(huì)使整流集電極電流產(chǎn)生4到1的凈減少量。顯然，這說(shuō)明必須使雜散HF信號(hào)遠(yuǎn)離RFI敏感放大器輸入端。

　　分析方法：FET RFI整流

　　參考文獻(xiàn)1中也說(shuō)明了JFET漏極電流的整流分析方法，在此恕不贅述。類(lèi)似的方法也用于FET漏極電流整流分析，該電流與施加到其柵極的小電壓VX成函數(shù)關(guān)系。公式2概括了FET漏極電流二階整流項(xiàng)的評(píng)估結(jié)果。和BJT一樣，F(xiàn)ET二階項(xiàng)也有交流和直流成分。此處給出了整流漏極電流直流項(xiàng)的簡(jiǎn)化公式，其中整流直流漏極電流與雜散信號(hào)，即VX幅度的平方成正比。

　　但是，公式2也說(shuō)明，由FET和BJT產(chǎn)生的整流度的差異非常重要。

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　　公式 2

　　但是，在BJT中，集電極電流的變化與其靜態(tài)集電極電流水平存在直接關(guān)系，JFET漏極電流的變化與處于零柵極-源極電壓的漏極電流IDSS成正比，與其通道夾斷電壓VP的平方成反比，參數(shù)為幾何參數(shù)，取決于過(guò)程。通常，用于儀表放大器和運(yùn)算放大器輸入級(jí)的JFET偏置時(shí)的靜態(tài)電流約0.5·IDSS。因此，JFET漏極電流的變化與其靜態(tài)漏極電流無(wú)關(guān)，所以也和工作點(diǎn)無(wú)關(guān)。

　　圖2所示為BJT和FET之間二階整流直流項(xiàng)的定量比較。本例中，雙極性晶體管具有576μm2的單位發(fā)射面積，相對(duì)于用于20μA IDSS和2 V夾斷電壓的單位面積JFET。每個(gè)器件都在10μA條件下偏置，工作溫度TA = 25℃。

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　　圖2：BJT與JFET相對(duì)靈敏度比較

　　在相同的靜態(tài)電流水平下，雙極性晶體管中集電極電流的變化比JFET漏極電流的變化約大1500倍，這一結(jié)論非常重要。這就可以解釋為什么FET輸入放大器表現(xiàn)出的靈敏度小于大幅度HF激勵(lì)。因此，它們可以提供更多RFI整流抗擾度。

　　根據(jù)上述內(nèi)容，可以作出如下總結(jié)：由于用戶幾乎無(wú)法查看放大器的內(nèi)部電路，防止因RFI導(dǎo)致IC電路性能下降對(duì)IC外部電路而言就顯得尤為重要。

　　上述分析表明，無(wú)論采用哪種類(lèi)型的放大器，RFI整流都與干擾信號(hào)幅度的平方成正比。因此，為了盡可能減少精密放大器中的RFI整流，必須在輸入級(jí)之前減少或消除干擾電平。減少或消除干擾噪聲的最直接方法是適當(dāng)濾波。

　　減少運(yùn)算放大器和儀表放大器電路中的RFI整流

　　EMI和RFI會(huì)嚴(yán)重影響高精度模擬電路的直流性能。由于帶寬相對(duì)較低，精密運(yùn)算放大器和儀表放大器不會(huì)精確放大MHz范圍內(nèi)的RF信號(hào)。但是，如果這些帶外信號(hào)能夠通過(guò)精密放大器的輸入、輸出或電源引腳耦合至精密放大器，這些信號(hào)就會(huì)通過(guò)各種放大器結(jié)點(diǎn)進(jìn)行內(nèi)部整流，并最終在輸出端導(dǎo)致不必要的直流失調(diào)。之前關(guān)于該現(xiàn)象的理論探討已經(jīng)說(shuō)明其基本機(jī)制。下一步要介紹合適的濾波如何減少或消除這些誤差。

　　合適的電源去耦可以將IC電源引腳上的RFI降至最低。放大器輸入和輸出還需要在器件級(jí)進(jìn)一步探討。此時(shí)，假定系統(tǒng)級(jí)EMI/RFI方法已經(jīng)實(shí)現(xiàn)，如緊湊的RFI外形、正確接地的屏蔽層、電源軌濾波等。這些后續(xù)步驟可視為電路級(jí)EMI/RFI防護(hù)。

　　運(yùn)算放大器輸入

　　防止輸入級(jí)整流的最佳方法是采用靠近運(yùn)算放大器輸入的低通濾波器，如圖3所示。

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　　圖3：用于運(yùn)算放大器電路的簡(jiǎn)單EMI/RFI噪聲濾波器

　　在左側(cè)示意圖的反相運(yùn)算放大器中，濾波器電容C位于等值電阻R1-R2之間。由此可以得出簡(jiǎn)單的轉(zhuǎn)折頻率表達(dá)式，如圖所示。在極低頻率或直流情況下，電路的閉環(huán)增益為–R3/(R1+R2)。注意，C不能直接連接至運(yùn)算放大器的反相輸入，否則會(huì)產(chǎn)生不穩(wěn)定性。所選的濾波器帶寬至少為信號(hào)帶寬的100倍，以便將信號(hào)損失降至最低。

　　在右側(cè)示意圖的同相運(yùn)算放大器中，電容C可以直接連接至運(yùn)算放大器輸入，阻值為“R”的輸入電阻會(huì)和反相運(yùn)算放大器產(chǎn)生相同的轉(zhuǎn)折頻率。兩種情況下都應(yīng)采用低電感芯片式電容，如NP0陶瓷電容。電容在任何情況下都不應(yīng)出現(xiàn)損耗或電壓系數(shù)問(wèn)題，因此只能選用上述NP0陶瓷電容或薄膜型電容。

　　需要注意的是，可以用鐵氧體磁珠代替R1，但是，鐵氧體磁珠阻抗無(wú)法精確控制，一般不超過(guò)100Ω(10 MHz至100 MHz時(shí))。因此，需要采用容值較大的電容來(lái)衰減低頻。

　　儀表放大器輸入

　　由于存在共模(CM)EMI/RFI，精密儀表放大器對(duì)直流失調(diào)誤差尤為敏感。這和運(yùn)算放大器中存在的問(wèn)題很像。而且，和運(yùn)算放大器相比，采用低功耗儀表放大器時(shí)，EMI/RFI靈敏度問(wèn)題尤為嚴(yán)重。

　　圖4所示為儀表放大器器件級(jí)應(yīng)用正確的通用濾波方法。實(shí)際上，該電路中的儀表放大器可以采用各種器件中的任何一種。儀表放大器之前相對(duì)復(fù)雜的平衡RC濾波器可以處理所有的高頻濾波。儀表放大器可以通過(guò)其增益設(shè)置電阻，針對(duì)應(yīng)用所需的增益進(jìn)行編程(圖中未顯示)。

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　　圖4：儀表放大器通用共模/差模RC EMI/RFI濾波器

　　注意，在濾波器中，共模(R1-C1和R2-C2)和差模(DM)信號(hào)(R1+R2，以及C3 || 串聯(lián)的C1-C2)均受到完全平衡的濾波。如果R1-R2和C1-C2匹配不佳，VIN的部分輸入共模信號(hào)就會(huì)轉(zhuǎn)換為儀表放大器輸入端的差模信號(hào)。因此，C1和C2相互間至少有5%匹配。R1和R2應(yīng)為1%金屬薄膜電阻，以利于匹配。假定從VIN端獲得的源阻抗相對(duì)R1-R2較低，且能夠匹配。在這種濾波器中，所選的C3應(yīng)遠(yuǎn)大于C1或C2(C3≥C1、C2)，以便抑制由于R1-C1和R2-C2時(shí)間常數(shù)不匹配引起共模(CM)-差模(DM)轉(zhuǎn)換，從而導(dǎo)致的雜散差分信號(hào)。

　　整體濾波器帶寬應(yīng)至少為輸入信號(hào)帶寬的100倍。實(shí)際上，濾波器元件應(yīng)對(duì)稱(chēng)安裝在具有大面積接地層的PC電路板上，而且必須靠近儀表放大器輸入端，以便實(shí)現(xiàn)最佳性能。

　　圖5所示為該濾波器系列，適合各種不同的儀表放大器。RC元件應(yīng)按照表中要求，根據(jù)不同的儀表放大器量身定制。選擇這些濾波器元件是為了使低EMI/RFI靈敏度和低噪聲增加量達(dá)到適度平衡(與無(wú)濾波器的相關(guān)儀表放大器相比)。

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　　圖5：適用于AD620系列、AD623、AD627和其它儀表放大器的靈活共模和差模RC EMI/RFI濾波器

　　為了測(cè)試配置的EMI/RFI靈敏度，可以向輸入電阻施加1 Vp-p的共模信號(hào)，如圖所示。采用常用的儀表放大器(如AD620)，在增益為1000的條件下工作時(shí)，獲得的最大RTI輸入失調(diào)電壓偏移在20 MHz范圍內(nèi)為1.5μV。在AD620濾波器示例中，差分帶寬約為400 Hz。

　　共模扼流圈提供簡(jiǎn)單的單器件EMI/RFI保護(hù)，可以替代無(wú)源RC濾波器，如圖6所示。

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　　圖6：為簡(jiǎn)明起見(jiàn)，以及實(shí)現(xiàn)最低噪聲EMI/RFI濾波操作，共模扼流圈適用于AD620系列儀表放大器

　　除了采用的元件數(shù)量較少以外，通過(guò)電阻的消除作用，基于扼流圈的濾波器還具有低噪聲。但是，選擇合適的共模扼流圈至關(guān)重要。圖6所示電路中采用的扼流圈是Pulse Engineering B4001。從DC至20 MHz(G = 1000)測(cè)得的最大RTI失調(diào)偏移為4.5μV。可以采用現(xiàn)成的扼流圈(如B4001)，也可以另行制造。繞組的平衡非常重要，因此，建議采用雙線繞組。當(dāng)然，磁芯材料必須能夠在預(yù)期頻帶內(nèi)工作。注意，和圖5中的RC濾波器系列不同，只采用扼流圈的濾波器無(wú)法提供差分濾波。通過(guò)增加圖5所示的R1-C3-R2連接，可以在扼流圈后采用第二級(jí)設(shè)置選擇增加差模濾波。

　　放大器輸出和EMI/RFI

　　除了對(duì)輸入和電源引腳進(jìn)行濾波外，還需要防止放大器輸出受到EMI/RFI的影響，在需要驅(qū)動(dòng)用作天線的較長(zhǎng)電纜時(shí)尤其必須注意。從輸出線路收到的RF信號(hào)可以耦合回其受到整流的放大器輸入端，并以失調(diào)偏移的形式再次出現(xiàn)在輸出端。

　　電阻和/或鐵氧體磁珠(或兩者)與輸出串聯(lián)后，即構(gòu)成最簡(jiǎn)單廉價(jià)的輸出濾波器，如圖7(上方電路)所示。

　　增加圖7所示的電阻-電容-電阻“T”型電路(下方電路)后，可以改進(jìn)該濾波器，只會(huì)略微變得復(fù)雜一些。輸出電阻和電容會(huì)使大部分高頻能量移出放大器，使該配置即使在低功耗有源器件中也同樣適用。當(dāng)然，必須仔細(xì)選擇濾波器元件的時(shí)間常數(shù)，將所需輸出信號(hào)下降程度降至最低。

　　本例中，所選的RC元件約為3 MHz信號(hào)帶寬，適用于儀器儀表或其他低帶寬級(jí)應(yīng)用。

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　　圖7：應(yīng)防止運(yùn)算放大器和儀表放大器輸出受到EMI/RFI的影響，尤其在驅(qū)動(dòng)長(zhǎng)電纜的情況下