摘要：為了解決傳統光電隔離、電容隔離和變壓器隔離存在的線性度及頻率特性等問題，本文提出了一種自旋閥巨磁阻（GMR）隔離放大器的設計方案，本方案所設計的隔離器前端電路可將0~5 V的輸入電壓轉換為1.4~10 mA電流，后端接收電路在增益為1時的共模抑制比為73 dB，增益可調節范圍為1~200，工作帶寬大于100 kHz， 并采用Tanner軟件對電路進行編輯、仿真與驗證，隔離器具有靈敏度高、線性度好及結構簡單等特點，且可以與硅等半導體電路集成。

　　0 引言

　　在工業控制、高壓測量及醫療設備等應用中，出于安全性的考慮，有必要在信號傳輸的過程中引入電氣隔離，以達到減小各設備地線之間電氣特性的相互影響及干擾噪聲的目的。根據所需傳輸信號的類型，可將隔離器分為模擬信號隔離器和數字信號隔離器。其中，數字信號隔離器具有抗干擾能力強、結構簡單及功耗低等特點，用做二進制信號或邏輯電平信號的隔離。模擬信號隔離器是用來隔離隨時間連續變化的模擬信號。一般地，傳感器的輸出幾乎都是微弱的模擬信號，因此，在模擬信號隔離之前要先對其進行放大。隔離放大器是一種高共模抑制比的低噪聲放大電路，其比較適用于輸入模擬信號與數據采集系統之間的隔離。

　　在隔離器外圍設計相應的放大電路，就構成了隔離放大器。常見的隔離放大器有變壓器隔離、電容隔離和光電隔離三種類型。其中，變壓器隔離放大器有如美國ADI 公司的AD202，電容隔離放大器如BURR BROWN公司的ISO122，它們都需要外加調制解調電路模塊，使其結構變得復雜，而光電隔離放大器線性度較差及傳輸速率較低。

　　美國NVE 公司在1998 年最先推出單片式GMR 隔離器，采用的是線圈產生磁場來實現隔離耦合，但只應用于數字信號隔離領域。國內GMR技術發展還處于起步時期，基于GMR技術的隔離器研究尚未成熟。在此，本文設計了一種自旋閥GMR 隔離放大器，適用于微弱的模擬信號隔離，具有靈敏度高、線性度好及結構簡單等特點。

　　1 巨磁阻隔離放大器基本原理

　　巨磁阻隔離器是基于巨磁阻（GMR）效應的一種隔離器，所謂的巨磁阻效應，即指磁性材料的電阻率在有外磁場作用時較之無外磁場作用時存在巨大變化的現象。如圖1所示，輸入電壓信號經過隔離器前端V/I 放大及轉換電路，輸出的電流流過線圈產生與電流大小成正比的磁場，磁場被GMR傳感器感應接收，電橋將輸出與磁場強度成線性的電壓信號，最后通過接收電路進行放大與噪聲抑制，提供給后續電路處理。信號在整個隔離與傳輸的過程中，始終保持著完整的線性。

　　在圖1 的GMR 隔離器結構中，位于底端的惠斯通電橋采用的是自旋閥GMR傳感器，它具有較大的GMR效應、較低的飽和場、較高的靈敏度及較好的線性度；隔離柵為數十微米厚的聚合物或氮化硅高絕緣介電薄膜，可耐壓3 000~6 000 V;處在隔離柵上面的螺旋矩形平面線圈，其電流方向相反的兩個部分分別正對應下方電橋的兩對角位上的巨磁電阻，線圈產生的磁場透過隔離柵，改變兩對角位上的電阻的電阻態，使一個對角位上的兩電阻同時為高阻態（低阻態），而另一個對角位上的兩電阻同時為低阻態（高阻態）。

　　根據以往經驗線圈的設計尺寸，線圈效率（即穿過隔離柵在GMR電橋上產生的磁場強度與流過輸入線圈的電流比值）為1.7 Oe/mA.當流過線圈的電流為-10~10 mA 時，電橋輸出電壓的線性誤差小于0.05%，靈敏度達到1.27 mV/V·mA.

　　2 電路設計與分析

　　圖1中自旋閥GMR隔離放大器整體結構包括輸入級、隔離級和輸出級三部分。本文主要設計的是輸入級的V/I 轉換電路和輸出級后端接收電路，并對各電路進行各種參數仿真及驗證。

　　2.1 V/I 轉換放大電路由于傳感器輸出的大多是微弱的模擬電壓信號，因此在輸入隔離器線圈之前，需要對其進行放大和V/I 轉換，其轉換電路如圖2所示。它是將輸入的電壓信號轉換成滿足一定關系的電流信號，在一定的負載變化范圍內輸出電流能夠保持穩定（與負載無關），即具有恒流源特性。

　　為了降低功耗和保證輸出良好的線性度，本電路將輸入幅值為0~5 V 的電壓信號轉換為0~10 mA 的電流信號。設放大器A的同相端電壓為V+，反相端電壓為V-，晶體管Q1的基極電流為Ib，流過負載RL 的電流為Io，根據晶體管Q1三端電流關系得到：

　　式中VCM為輸入偏置電壓。從式（4）中可以看出，輸出電流僅與輸入電壓和電阻RW 有關，與負載RL 無關，因此，當輸入不同頻率的的信號時，輸出電流不會因為線圈阻抗的變化而發生改變，在保證信號傳輸線性度的同時，也為后端接收電路恢復原信號的設計提供了條件。

　　滿足式（3）的前提條件是A 必須為理想運算放大器，即要求其具有無窮大的開環增益、高輸入阻抗、低輸出電阻及高共模抑制比等，本運算放大器采用的是簡單兩級放大電路，如圖3所示。

　　簡單兩級運算放大器輸入共模范圍和輸出擺幅大及增益高，但頻率特性差、增益帶寬小和速度慢。給出一定偏置電流，在功耗的要求范圍內按照最優比例分配兩級之間的電流，合理設計每個管子的尺寸，得到設計要求的增益、單位增益帶寬及相位裕度等指標參數。

　　2.2 接收放大電路

　　由于V/I 轉換電路中運算放大器因為負反饋作用，使得同相端和反相端的輸入電阻不相等或不匹配，導致電路的共模抑制能力很差。為了有效抑制前端電路輸出的共模信號，并實現對隔離器輸出信號進行放大，儀表放大器是最佳選擇。它是一種經過優化處理的精密差分電壓放大電路，常用在惡劣環境條件下的數據采集系統中。其主要特點有：共模抑制比高、線性誤差低、輸入阻抗高、噪聲低及穩定性好等特點。它與一般運算放大器不同的是，運算放大器閉環增益是由其反相輸入端和輸出端之間連接的外部電阻決定，而儀表放大器則是由與輸入端隔離的內部反饋電阻決定，根據這個特點，本文設計了一種放大倍數可調節的儀表放大器，如圖4所示。

　　為了提高匹配性，圖4中三個運算放大器采用前端V/I 轉換電路中的運放A 來設計，其中A1和A2均為同相端輸入，其具有輸入阻抗高且完全匹配，由運放的特性得兩運放的輸出電壓差：

　　由式（6）可知，只要確定R，R3 和R4 的值，就可以通過調節RG 的阻值來改變電壓增益。但是，R3 和R5 與R4和R6盡可能要做到嚴格的相等和匹配，否則會影響共模抑制比，降低儀表放大器的抗干擾能力。

　　3 電路仿真及結果分析

　　本電路的設計是基于CSMC 0.5 μm混合信號工藝，利用Tanner集成電路設計軟件進行電路編輯和仿真及驗證，各項參數仿真結果基本達到設計要求。

　　3.1 運算放大器A仿真

　　設計產生10 μA 電流的偏置電路，在電源電壓為5 V條件下，經過反復的仿真與調試，得到運算放大器開環頻率響應特性曲線如圖5所示。其開環增益87.6 dB，單位增益帶寬50 MHz，相位裕度62°，功耗0.945 mW.

　　3.2 電壓電流轉換電路仿真

　　由式（4）可知，V/I 轉換電路輸出電流與輸入電壓成正比，與電阻RW成反比。圖2中運算放大器反相端電壓被鉗位在電阻RW 的上端，又由于運算放大器輸出擺幅為1.3~4.7 V，晶體管Q1 的基極-射極電壓為0.75 V，所以運算放大器反相端電壓不能完全跟隨輸入電壓。要實現把0~5 V范圍的電壓變為0~10 mA范圍的電流，實際上是將0.55~3.9 V 的電壓轉變為1.4~10 mA 的電流。

　　經過仿真調試，確定電阻RW 為355 Ω，其電壓電流轉換特性曲線如圖6 所示，其中（a）~（c）分別為輸入電壓、運放反相端電壓和流過負載的電流。

　　3.3 儀表放大器仿真

　　由式（6）看出，若R3=R4，R 為一確定值，那么儀表放大器的輸出電壓就只與反饋電阻RG有關，因此，合理調節RG阻值大小，就能改變電壓放大倍數。在這里，取R=19.9 kΩ，R3=R4=100 kΩ，Vref=2.5 V，電阻RG 的調節范圍為200 Ω至無窮大，因此輸出電壓增益范圍為1~200 倍，當RG=3.98 kΩ時，增益為11，其輸入/輸出曲線如圖7所示。

　　當RG→∞時，即放大倍數為1 時，其共模抑制比為73 dB;當RG=200 Ω時，放大倍數為200，其共模抑制比為118 dB.

　　3.4 整體仿真

　　由圖7 可知，當流過線圈的掃描電流為-10~10 mA 時，電橋上的輸出電壓隨電流變化成直線關系，但有約2 mV的失調電壓，電橋輸出電壓與流過線圈中的電流的線性比例系數大約為3.8（V/A）。根據隔離器的電壓電流的線性關系，本文利用Tanner軟件中的 CCVS_H_Element Spice 單元，通過設置輸入控制命令Vctrl和輸出電壓與控制電流的線性比例系數K 值，便可以模擬得到滿足要求的自旋閥GMR隔離器。這里將Vctrl控制端口名設置為圖2中的Vcc（此Vcc 不能與總電源電壓命名相同），比例系數K 設為3.8，CCVS_H_Ele-ment的兩輸出端接到儀表放大器兩輸入端，設定儀表放大器的放大倍數為50.對整個電路進行瞬態仿真，輸入信號頻率為100 kHz，其仿真波形如圖8 和圖9 所示。由于圖2中電阻RW的限幅作用，波形有失真現象。

　　4 結語

　　本文所介紹的一種自旋閥GMR隔離放大器的設計方案， 方案中設計的隔離器前端電路可將0~5 V的輸入電壓轉換為1.4~10 mA電流，后端接收電路在增益為1時的共模抑制比為73 dB，增益可調節范圍為1~200，工作帶寬大于100 kHz， 并采用Tanner軟件對電路進行編輯、仿真與驗證，隔離器具有靈敏度高、線性度好及抗干擾能力強等特點能滿足惡劣環境條件下應用的各項指標要求。（作者：楊榮文，錢正洪，朱華辰，白茹）