在上一篇“對互阻抗放大器的評估第 1 部分”博客中，我們了解了 OPA857 的性能，但并沒有深入介紹這些測量是如何進行的。現(xiàn)在已經(jīng)有了參考，讓我們來討論實施問題吧。

總的來說，采用 OPA857 進行測量的主要挑戰(zhàn)包括：

互阻抗配置

低輸入電容

高輸出阻抗

在 20kW 增益和 1VPP 輸出電壓擺幅下，輸入電流為 50mAPP。由于 OPA857 的輸出電壓擺幅是 A 類，而且流過互阻抗的電流是單極的，因此需要正確設置輸出共模電壓。

電流源要具有小于 1.5pF 的低電容來維持帶寬。輸出要具有高輸出阻抗，以控制 OPA857 的輸出加載。由于我們所擁有的大多數(shù)測試設備都是 50W 的輸入和輸出阻抗，因此如何才能在不影響測試器件帶寬、壓擺率及失真性能的同時解決該問題呢？

這就引出了每種測量的獨立解決方案。

我們首先要了解的測量是頻率響應，或 S21 參數(shù)。為此我們將使用 HP 8753ES 網(wǎng)絡分析儀，這是一款 30kHz 至 6GHz 的 S 參數(shù)網(wǎng)絡分析儀。輸入與輸出都采用 50W 阻抗和 AC 耦合。分析儀后面有兩個端口，可用于控制輸入或輸出上的 DC 電壓。

推薦用于測量 OPA857 頻率響應的兩個信號鏈是：

使用高速差分探針，見圖 1。

使用高速緩沖器隔離網(wǎng)絡分析儀的負載，見圖 2。

注意，Test_SD 引腳設置為邏輯高 (+3.3V)，以便讓內(nèi)部電流源正常工作。這不僅意味著 Test_IN 輸入上出現(xiàn)的 DC 電壓將設置出現(xiàn)在 OUT 上的輸出電壓，而且還需要您實施以下程序，確保 OPA857 針對 AC 響應達到最佳工作狀態(tài)。

最小化 AC 信號。

設置輸入端的 DC 電壓，以便輸出電壓能夠圍繞其進行擺幅，預設共模電壓。例如，如果信號擺幅是 500mVPP，那么 OUT DC 電壓就需要設置為 ≤1.4V。否則，輸出擺幅在 A 類輸出級電流流出時會消波。

完成 #1 電路后，不要留有連接在輸出端上的任何東西。探針引線或電壓會給負載添加幾 pF，改變頻率響應。

將 AC 振幅設置為所需的峰峰輸出信號擺幅。

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圖 1：電路 #1 采用全差分探針連接 HP8753ES。

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圖 2：電路 #2 采用 BUF602 連接 HP8753ES。

相同的方法可用來評估脈沖響應或任何時域測量。然而請注意，由于 OPA857 內(nèi)部電阻器容差都不會高于 ±15%，因此該設置必須挨個器件進行校準。

上面介紹的方法無法測量諧波失真，那么如何才能解決這個新問題呢？

測量諧波失真的傳統(tǒng)方法要求：

低失真源

高動態(tài)范圍頻譜分析儀

可通過使用高階濾波器改善低失真源。頻譜分析儀的動態(tài)范圍可通過過濾掉基波，只測量諧波來改善。設置如圖 3 所示。本圖中省略了位于被測量器件后面的陷波濾波器。

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圖 3：傳統(tǒng)諧波失真工作臺測量設置。

在 OPA857 實例中存在兩個問題。第一個問題是：這里是電壓源，而輸入信號則需要電流源。內(nèi)部電流源在這里不能用，因為它沒有足夠的線性度。因此我們不得不開發(fā)低失真電流源來實現(xiàn)測量。第二個問題是頻譜分析儀接口。OPA857 的輸出是假差分信號，需要驅(qū)動輕負載，而頻譜分析儀需要單端輸入，預計 50W。

電流源具有高輸出阻抗。在本實例中，電流源也需要具有低輸入電容，因此不能用晶體管電路生成，因為大晶體管本身就有高電容，更不用說封裝和電路板寄生了。這可限制該方案使用電壓源，需要使用電阻器將其轉(zhuǎn)換成電流。為確保 OPA857 的噪聲增益接近 1V/V，與互阻抗配置相同，電源電容應為最低，而且電阻要足夠大才能接近這一數(shù)字。

在反相引腳上小心插入一個串行電阻器，就可將電源電容降至最低。請使用 OPA857 EVM 了解布局。

在本實例中，增益電阻器是互阻抗增益值的五倍，因此對于 20k? 來說，電流源阻抗為 100k?。由于噪聲增益為，因此會出現(xiàn)偏差。這就意味著測量時環(huán)路增益損耗可造成大約 1.6dB 的降低，其不會出現(xiàn)在互阻抗配置中。

OPA857 工作在衰減器配置中，因此其輸出上的 0.5VPP 需要生成器的 2.5VPP，可進一步增大非線性度。