在過去五年里，Intel和AMD的CPU性能有了顯著提高。CPU性能的提高要求為其供電的電壓調節器更加精確和復雜。

電源設計人員所面臨的最大挑戰是如何滿足更大的功率、更小的電壓容限以及更快的瞬態響應，并降低電源的總成本。本文簡要探討了脈寬調制（PWM）的發展歷程、多相工作模式和電流均衡，并提供了一些有助于設計人員應對大功率CPU供電各種挑戰的最新技術。

性能要求不斷提高，成本控制更加嚴格

下表展示了CPU性能在過去5年間的發展。注意：在功率大幅增加的同時，電壓尤其是電壓容限顯著降低。

功率： 電壓調節器的一個參數為“相”數，或其提供的通道數。依據可用空間和散熱等因素，每相可提供25W至40W的功率。對于Pentium 3而言，單相電壓調節器就可滿足要求，而最新一代CPU則需要采用3相或4相電壓調節器。

電流均衡： 設計多相電源所面臨的挑戰之一便是合理分配各相電流（功率）。如果某相電流嚴重地不成比例，會加大元器件的負荷并縮短使用壽命。實際上，所有多相電壓調節器都包含了能夠主動均衡各相電流的電路。

精度： 為使CPU工作在較高的時鐘頻率，要求其電源電壓具有極高精度。并且必須在靜態和動態負載下都能保持高精度指標。通過采用精密的片上基準，以及最大程度地降低失調電壓和偏置電流，可獲得良好的靜態精度。而動態電壓精度則與電壓調節器的控制環路帶寬以及調節器輸出端的大容量電容有關。由于調節器不能立刻響應CPU的電流突變，因此設計電路需要大容量的電容。調節器控制環路帶寬越高，響應CPU動態需求的速度就越高，并可快速補充大容量輸出電容的暫態電流。

對CPU電壓調節器的要求并非不計成本，裸片尺寸和引腳數都與調節器提供的相數成比例。高精度電壓基準要求采用成熟、完善的設計方案和校準技術。用于電壓和電流檢測、電壓調節以及有源均流的放大器必須保證高速工作，并具有較低的失調誤差和偏置電流，而且相對于工藝和溫度保持穩定。

大功率CPU調節器設計所面臨的嚴峻挑戰也許就是成本問題，在過去5年當中，CPU核電壓調節器的每相價格降低了4倍甚至更多。

電源控制的基本要素

所有多相電壓調節器都采用這種或那種形式的PWM結構。大多數電壓調節器工作在固定頻率，由時鐘信號觸發高邊MOSFET （圖1中的QHI）導通，使輸入電源開始對電感充電。

圖1. 簡化的單相降壓調節器

當控制環路確定應該終止“導通脈沖”時，高邊MOSFET斷開，低邊MOSFET （QLO）導通，電感對負載放電。由于脈沖前沿（高邊開通）時間固定（由內部時鐘設置），而脈沖后沿（高邊斷開）則根據控制環路和實時狀態變化，因此這種PWM控制類型稱為后沿調制。高邊MOSFET導通時間相對于時鐘周期的百分比稱為占空比（D），該占空比在穩定狀態下等于VOUT/VIN。

在電壓控制模式下（參見圖2），輸出電壓（或其比例）與固定的內部基準電壓進行比較。產生的誤差信號再與內部固定的鋸齒波（或斜坡）信號進行比較。該斜坡信號與時鐘脈沖同時觸發，而且只要斜坡信號低于誤差電壓，PWM比較器的輸出就一直保持為高電平。當斜坡信號高于誤差電壓時，PWM比較器的輸出變為低電平并終止導通。電壓環路通過適當的調節控制電壓（VC）以及由此產生的占空比，使輸出電壓（圖3）保持恒定。

圖2. 簡化的電壓模式降壓調節器

圖3. 電壓模式波形圖

峰值電流模式（參見圖4）將電流檢測引入控制環路，用電感電流斜坡取代了電壓模式下的斜坡信號。與電壓模式類似，按照固定頻率開通高邊MOSFET，使電感電流線性上升。當峰值電感電流等于誤差電壓時，導通脈沖終止，高邊MOSFET斷開。這種方式需要一個電壓環路和一個電流環路，電壓環路通過適當調整由電流環路測量的電感峰值電流，來保持輸出電壓的穩定。

圖4. 簡化的峰值電流模式降壓調節器

需要考慮及權衡的事項

正如人們所料，每種方法都存在其優缺點。以下各節將對電源設計人員必須考慮的因素加以說明。

噪聲抑制

電壓模式具有良好的噪聲抑制能力，這是因為在設計控制IC時，可以使斜坡信號的大小與實際信號一樣大。輸出電壓是返回到控制器的唯一敏感信號，因此，電壓模式相對容易布局。

除了輸出電壓外，峰值電流模式還需要返回一個電流檢測信號，可以由負載電流通路的取樣電阻提供（參見電流均衡）。若要最大限度地降低I2R損耗，檢流電阻的阻值要盡可能小一些。因此，取樣信號往往比電壓模式的內部斜坡信號小一個數量級。值得注意的是，應確保信號不受外部噪聲源的干擾。在實際應用中，峰值電流模式非常通用，而且，采用標準的的電路板布局原則，其布局布線并不困難。

輸入電壓調節

對于輸入電壓的變化，電壓模式的響應較慢。要響應輸入電壓的變化，首先必須由輸出電壓誤差反映出來，然后經過電壓反饋環路進行校正。因此，響應時間受控制環路的帶寬限制。目前，大多數電壓模式調節器均包含可檢測輸入電壓變化的電路，并通過相應地調節其斜坡信號提供“前饋”。然而，這增加了控制器的復雜性。峰值電流模式的占空比由電感電流斜坡控制，是輸入電壓和輸出電壓二者的函數，峰值電流模式的逐周期電流比較可以提供固有的前饋，因而能夠快速響應輸入電壓的變化。

電流均衡

兩相或多相電壓調節器必須動態均衡各相之間的電流，防止某一相電流不成比例。每相電流檢測可通過監測高邊或低邊MOSFET的電流來實現，或通過檢測每相流過檢流電阻的電流來實現。檢測MOSFET的電流成本低廉，因為它利用了現有的電路元件。但是，由于MOSFET電阻隨工藝和溫度明顯變化，因此精度較低。利用檢流電阻可以實現精確檢測，但增加了成本，并降低了電源轉換效率。

獲取每相電流信息的另一種方法是利用電感的直流電阻（DCR）作為檢流元件。由于這種方法利用了現有的電路元件，并由DCR容限來保證合理的精度，因此不增加任何成本。將串聯的電阻、電容跨接在電感兩端，RC時間常數與L/DCR時間常數相匹配。通過檢測電容器兩端的電壓，即可很好地表征電感電流的直流和交流特性。目前這種方法在電壓模式和電流模式CPU供電調節器中相當常用。

選擇電壓模式和電流模式是另一個需要權衡的問題。由于電壓模式只在控制環路中使用電壓信號，因此該模式不能控制各個電感的相電流，而這恰好是實現均流的必要條件。峰值電流模式本身可提供電流均衡，因為該模式利用電感電流信號作為控制電路反饋的一部分。目前多相電壓模式調節器必須再增加一個控制環路來實現均流，這樣就增加了IC的復雜性，并帶來其它需要權衡的問題，見電壓定位和瞬態響應部分。

峰值電流模式具備固有的均流功能，但也存在影響均流精度的人為因素。由于電感電流峰值是受控的，而電流谷值并不受控制，兩相之間電感值的差異（例如容限產生的差異）將產生不同峰值的電感電流紋波，造成兩相直流電流的失配，并因此影響相電流均衡的精度。

Maxim運用一種稱為快速有源平均（RA2*）的專有技術，通過獲得每相電感紋波電流的平均值消除了該缺陷。RA2電路（參見圖5）需要5至10個開關周期獲取每一相的峰值紋波電流，然后用峰值電流信號減去紋波電流的1/2。將峰值控制點從電感電流峰值移至直流電流，這樣既保持了峰值電流模式的優點，又可以實現非常精確的直流電流匹配。由于RA2電路不在穩壓調節電流環路上，因此不會降低瞬態響應速度。這項技術已用于針對Intel VRD 10.1（和下一代VRD）以及AMD K8 Socket M2設計的MAX8809A/MAX8810A核電壓調節器中。

圖5. RA2算法的實現

電壓定位和瞬態響應

當處理器負載突變時，現代CPU具有較大的瞬態電流。在這些苛刻的動態指標下，電壓誤差必須保持在允許范圍內，否則，CPU就可能閉鎖。使用足夠大的電容可以吸收或供出CPU瞬變電流；然而，這增加了整體成本。

大多數大電流CPU核電源采用了電壓定位技術，以減小對大容量電容的需求。輸出電壓可以依據定義好的斜率隨負載電流增大而降低（跌落）。電壓與電流之間的關系曲線稱為“負載線”，斜率定義為阻抗（例如，1m）。該方案的優點是動態下可放寬電壓裕量，從而減小了安全工作對電容容量的要求。

如果不考慮電壓定位，從理論上講電壓模式在電壓環路響應方面具有較大優勢。環路的理論帶寬是輸出電壓紋波頻率的函數，或是每相開關頻率與相數的乘積。在峰值電流模式下，由于“采樣效應”，電壓環路帶寬僅僅是每相開關頻率的函數。

然而，電壓定位在具體應用中存在實質上的差別。注意：電壓模式控制還需要第二個控制環路來實現電流均衡。該環路的帶寬通常設置為電壓環路帶寬的1/5至1/10，以防止和電壓環路相互干擾，由于電流均衡通常為低速調節，因此低帶寬足以滿足要求。然而，對于電壓定位而言，負載瞬態響應是電流環路帶寬的直接函數。對于電壓模式，其帶寬相當低（例如5kHz）。對于峰值電流模式，電流環路帶寬與電壓環路帶寬相同（如50kHz至75kHz） ，因為僅在一個環路使用電壓和電流反饋。圖6和圖7所示為示波器測試到的圖形，從中可以看出瞬態性能的差異非常明顯。兩個圖中顯示的都是先加載95A階躍負載，然后斷開95A負載的情況。

圖6. 電壓模式瞬態響應（競爭產品）

圖7. 峰值電流

模式瞬態響應（MAX8810A）

不同調節器實現電壓定位的方式不盡相同。電壓模式下的第二個電流環路通?？商峁┛偲骄娏鳌Ｔ撾娏靼凑找欢ū壤?，通過電阻建立一個偏移電壓，該偏移電壓作用在基準電壓或反饋電壓，需選取適當的阻值以提供適當的負載線電阻。

MAX8809A/MAX8810A采用另一種不同的方法，用一定的增益來動態設置輸出負載線（圖8）。

圖8. 具有動態電壓定位的峰值電流模式控制（MAX8810A）

誤差電壓計算公式如下所示：

VC = gMV x RCOMP x （VDAC - VOUT）

其中，gMV是誤差放大器的增益，RCOMP是誤差放大器輸出端和地之間的電阻，VDAC是所期望的輸出電壓，VOUT是實際的輸出電壓。

同樣，PWM比較器反相輸入端上的電壓為：

VC = （IOUT / N） x RSENSE x GCA

其中，IOUT是輸出（CPU）負載電流，N是相數，RSENSE是電流檢測電阻，GCA是電流檢測放大器的增益。

在穩壓狀態下，這兩個電壓必須相等，將變量代入并重新整理，可得：

（VDAC - VOUT） / IOUT = （RSENSE x GCA） / （N x gMV x RCOMP）

（VDAC - VOUT） / IOUT是前面定義的負載線阻抗。電流檢測增益（GCA）和誤差放大器跨導（gMV）為IC參數，是恒定常量；參數RSENSE和N則由具體應用決定。因此，通過選擇恰當的RCOMP值可設置負載線路阻抗，它還用來設置誤差電壓放大器的增益。

環路補償

上述MAX8809A/MAX8810A電壓定位技術的優點在于其簡易性。用于電壓定位的誤差放大器輸出電阻也可用于環路補償。電流峰值模式僅需要單極點補償，以便抵消大容量電容及其ESR所形成的零點。MAX8809A/MAX8810A則僅需要增加一個與電壓定位電阻并聯的小電容。電壓定位和環路補償的結合大大減少影響調節器輸出精度的誤差源。

由于電壓模式調制器（控制環路）和輸出濾波器引入了幾個極點和零點，其補償更加復雜。電壓模式通常需要III型補償方案，增加了小尺寸電阻和電容的數目。

溫度補償

用電感DCR作為電流檢測元件的缺點是：由于銅線具有正溫度系數，因此DCR會隨溫度變化。這直接影響了電壓定位和限流保護的精度。

可使用等值、負溫度系數的電阻（NTC）對設計進行補償。該NTC通常也是設置負載線阻抗電阻網絡的一部分，確保輸出電壓與電流比例在工作溫度范圍內穩定。由于NTC在整個溫度范圍內是非線性的，因此，電阻網絡必須包括兩個額外的電阻，在工作溫度范圍內實現阻抗線性化。

該技術的缺點是限流電路并未進行溫度補償。室溫下確定的限流門限在高溫下必須按比例增加，以應對增強的電流信號。室溫下，電感和MOSFET必須加大尺寸，以處理限流條件下的最大電流，這會提高方案成本。

MAX8809A/MAX8810A提供了一項創新技術，這些調節器也采用NTC，但與電壓定位電路無關。器件內部進行線性化處理，省去了兩個外部電阻，經過溫度修正后的電流信息用于內部電壓定位和限流。競爭產品還需要第二個NTC補償限流，而MAX8809A/MAX8810A則使用同一內部溫度信息實現VRHOT功能，通過一個信號指示電壓調節器是否超出某一特定溫度。因此，用一個溫度檢測元件實現了三個溫度控制功能，大大降低了系統總成本。

結論

本文討論了新型CPU供電的基本要素，包括兩個常用的解決方案，電壓模式和峰值電流模式，并介紹了每個方案在大電流、多相電源設計中需要權衡的特定因素。闡述了MAX8809A/MAX8810A核電壓調節器所具備的特性和技術：可借助RA2技術實現峰值電流模式控制，有助于簡化設計過程，降低解決方案的總成本。關于Maxim在臺式PC和服務器應用方面的其它電壓調節器方案，請參考網站：計算機：臺式機、工作站、服務器。

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