（原文來源：微計算機信息，作者：張耀文，許澤明，楊先鳳）

1 引 言

隨 著 MOS 器件應用的廣泛， 基于CMOS 電路結構的電流反饋運算放大器 （CFOA）由于理論上有無限制的轉換速率和閉環工作時具有與增益無關的帶寬，在 高速A/D 和D/A 轉換器，高速數據采集、傳感器、電源、視頻、射頻等高頻高速電 子系統中被廣泛采用。CFOA 與傳統的VFOA 相比具有許多優點，最主要的特 點是CFOA 的輸入級拋棄了差動電路，而采用互補跟隨電路，提高了輸入級轉換速 率；同時其閉環帶寬與增益無關，不存在增益帶寬積的限制。但電源電壓大部分都 大于±1.5V，功耗比較大，但這一狀況會隨著CMOS 工藝的成熟而得到解決，盡可 能地降低電路的電壓和功耗是模擬集成電路的發展趨勢，已經受到國際上的廣泛關注。

文獻中電路單位增益帶寬比較低，又由于電壓模式的帶寬增益積為常數， 因此在處理高頻信號時，增益會變的很低。另外文獻中轉換速率也很低，不 適合處理高速信號。中電路達到了很小的功耗，但其它的性能還有改善的余地。 本文在它們的基礎上，設計了一種基于改進型第二代電流傳輸器（Second-generation Current Conveyor，簡稱CCⅡ）的CFOA.經過仿真可知，大部分的指標都有了一定 程度的改進。

2 放大器的設計

圖 1 為本文設計的電路結構，M1、M2、M3、M4 構成輸入緩沖級。Z 是高阻抗輸出端。假設在反相端產生電流I1-I2=In，則此電流通過由M1—M8、M28—Ｍ２9 組 成的電流鏡傳輸到Z 端，然后轉換成電壓進行下一級放大。設開環跨阻增益為Z （ jf ）， 則：

并在電路中采用MOS 管M15—Ｍ１8 實現的串聯電阻與電容Ｃ1 和M19 形成的電容 進行相位補償，并消除C1 和M19 電容帶來的低頻零點 。顯然，從反向輸入 端到Z 端，中間線性傳輸的物理量是電流，而且電流變化的幅值在理論上沒有限制， 這就是CFOA 能獲得高速特性的根本原因。

3 電路分析

3.1 輸入級分析

在圖 1 電路中，由M1—M8 和M28-M29 組成電路的輸入級，V+端是同相輸入 端，具有高輸入阻抗。Ｖ -端是反相輸入端，具有低輸入阻抗，同時M3、M4 的推挽 結構也形成低輸出阻抗，便于信號電流的流進或流出。M1、M2、M3 和M4 的互補 結構迫使Ｖ -跟隨V+ ，反相輸入端的電流In=I1-I2 ，其中I1、I2 分別為M3、M4 MOS 管的源極電流，當反相輸入端信號電流為零時，I1=I2 。M20－M27 輸入級提供1μA 的偏置電流。當同相端V+輸入正極性信號時，反相端的輸出電流由M3 提供；當 同相端V+輸入負極性信號時，反相端的輸入電流由M4 管提供。全電路的差模跨導增益為：

共模跨導增益為：

由公式（2）和（3）可得到：

在等式中gm 代表M3 的跨導， R 為M1 的源極電阻， r 代表M3 源極電阻。

3.2 輸出級分析

CFOA 的電平轉移級中，M11、M12 完成電平轉移的功能，還有一個作用是隔離 輸出級與中間放大級，避免輸出級影響中間放大級。CMOS 互補放大器作為輸出級， 具有較大的電壓增益，但有一個缺點，輸出阻抗太大，導致帶負載能力較差。本文設計的輸出級采用電阻反饋，用來減小輸出電阻，改善其驅動性能。

輸出級的電壓增益為：

互補輸出級經過密勒等效后的小信號電路如圖2 所示。等效后的小信號電路如圖3 所示。設K=Vout13 Vout11 ，根據密勒定理，可得到：

求輸出阻抗時是在輸入短路的情況下求得所以很顯然， K 值無窮大， 由 R2 = R × K/ K？1得R2 = R ，故輸出阻抗R0 = rds13 // rds14 // R。可見，加反饋后的輸出電阻減小 了很多，仿真結果也證明了這一點。

3.3 電路補償原理分析

電容Cz 和電阻Rz 串聯可進行電路的補償。其補償原理如圖3 所示。由上圖列 出節點方程并解方程，如果1 gm2 《《 R1， R2，兩個極點離的較遠，最后解出零點為：

由（10）可以看出，當RZ = 1/gm2 ，零點消去，提高了電路的穩定性。如果RZ 稍大于1/gm2 ，則零點從S 平面的右半平面移到左半平面，也可提高電路的穩定性。

由于在微電子工藝中電阻或者電容過大會占用很大的面積，故圖3 中的電阻RZ 用M15-M16 來實現，M19 起到電容的作用。靜態時，M15，M16 中無電流．根據小 信號等效電路，可求得漏源端的等效電阻為RZ = 1/gm，這里gm 為M15－Ｍ１6 的跨 導，因此，當M15－M16 的跨導設計合理時可以起到電阻RZ 的作用。另外MOS 管M17-M18 也起到和M15-M16 相同的作用，M19 和M17-M18 對電路進行補償。

4.原理分析與仿真

4.1 開環仿真結果

在圖 1 中，M9、M10 構成運放第二增益級，其小信號增益為：

在PSPICE 下利用BSM3 0.5um CMOS 工藝參數，負載電容CL=20pＦ，得到該電路的差模 開環增益為84.2dＢ，單位增益帶寬為676MHz，相位裕度為60°， 顯然電路滿足穩定性要求。 而文獻中的單位增益帶寬分別為1MHZ、2.2MHZ，文獻中的CFOA 單位增益帶 寬為79.5MHZ，可看出電路單位增益帶寬有極大的提高。

4．2 閉環特性分析與仿真

本文所設計的 CFOA 電路的交流小信號等效電路如圖4。第一級是輸入級，采用CCⅡ－。 第二級采用傳統的兩級運算放大器。

對圖 4 小信號等效電路進行分析，CT 和RZ 是內部電容電阻；Rf 是反饋電阻。則：閉環電壓增益的近似函數式為：

得閉環-3dB帶寬為：

式（9）和式（10）表明，對于CFOA，其閉環帶寬可用反饋電阻Rf 調節，閉環增益則可用 R1 進行控制，實現增益與帶寬的獨立控制。

用 PSPICE 分析其反向閉環特性，當固定R f =100K， R1分別取1K、10K、100K時，反 相閉環增益分別為40dB、20dB、 0dB，同相閉環增益與此類似。說明電路設計合理，體 現了CFOA 增益設置關系不大的帶寬。

5 結論

本文的低壓低功耗 CFOA，它在只需1V 電源電壓情況下，僅產生0.7mW 功耗，84.2dB 的開環增益，62°的相位裕度，高達138dB 的共模抑制比， -0.85V～0.97V 的輸出電壓范圍。 由于電源電壓只有1V，使得功耗較小，這對便攜式設備和需要較小電壓的場合的利用極為 有利。本文作者創新點：利用MOS 管實現串聯電阻以消除補償電容帶來的低頻零點，通過高 輸出阻抗鏡像電流鏡增大了電路的增益，并用共源共柵電流源為電路提供偏置電流以減小電 源電壓的變化對偏置電流影響。本文的參數以及與文獻的比較如下表中所示。

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