傳統(tǒng)的音頻功率放大器主要有A類（甲類）、B類（乙類）和AB（甲乙類）。A類功率放大器在整個(gè)輸入信號(hào)周期內(nèi)都有電流連續(xù)流過(guò)功率放大器件，它的優(yōu)點(diǎn)是輸出信號(hào)的失真比較小，缺點(diǎn)是輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍小、效率低，理想情況下其最高效率為50％。B類功率放大器在整個(gè)輸入信號(hào)周期內(nèi)功率器件的導(dǎo)通時(shí)間為50％，它的優(yōu)點(diǎn)是在理想情況下效率可達(dá)78．5％，但缺點(diǎn)是會(huì)產(chǎn)生交越失真，增加噪聲。AB類（甲乙類）功率放大器是以上兩種放大器的結(jié)合，每個(gè)功率器件的導(dǎo)通時(shí)間在50％～100％之間，兼有甲類失真小和乙類效率高的特點(diǎn)，其工作效率介于二者之間。傳統(tǒng)音頻功率放大器效率偏低，體積偏大的缺點(diǎn)與音頻功率放大高效、節(jié)能和小型化的發(fā)展趨勢(shì)的矛盾，催生了D類（丁類）音頻功率放大器出現(xiàn)和發(fā)展。本系統(tǒng)即采用D類功率放大實(shí)現(xiàn)，并用單電源供電，符合現(xiàn)代社會(huì)對(duì)電源小巧、便攜要求的實(shí)際需要。

1 系統(tǒng)方案論證與選擇

1．1 整體方案

方案①：數(shù)字方案。輸入信號(hào)經(jīng)前置放大調(diào)理后，即由A／D采入單片機(jī)進(jìn)行處理，三角波產(chǎn)生及與音頻信號(hào)的比較均由軟件部分完成，然后由單片機(jī)輸出兩路完全反向的PWM波給入后級(jí)功率放大部分，進(jìn)行放大。此種方案硬件電路簡(jiǎn)單，但會(huì)引入較大數(shù)字噪聲。

方案②：硬件電路方案。三角波產(chǎn)生及比較、PWM產(chǎn)生仍由硬件電路實(shí)現(xiàn)，此方案噪聲較小、且幅值能做到更大，效果較好，故采用此方案。

1．2 三角波產(chǎn)生電路設(shè)計(jì)

方案①：利用NE555產(chǎn)生三角波。該電路的特點(diǎn)是采用恒流源對(duì)電容線性沖、放電產(chǎn)生三角波，波形線性度較好、頻率控制簡(jiǎn)單，信號(hào)幅度可通過(guò)后加衰減電位器控制。

方案②：對(duì)方波積分產(chǎn)生三角波。積分器與比較器級(jí)聯(lián)，通過(guò)對(duì)比較器產(chǎn)生的方波積分得到三角波，頻率與幅值控制只需調(diào)整某些電阻值，控制簡(jiǎn)單。但考慮積分電路存在積分漂移。

此處采用選擇方案①。

1．3 PWM波產(chǎn)生方案設(shè)計(jì)

方案①：直接比較。取偏重與輸入音頻信號(hào)信置相同，幅度略大的三角波信號(hào)與音頻信號(hào)直接比較，產(chǎn)生PWM波，后再經(jīng)反向器產(chǎn)生一路與之完全反向的PWM波信號(hào)給后級(jí)放大電路。

方案②：雙路比較。用兩路偏置不同的三角波信號(hào)與音頻信號(hào)的上下半部分別比較。此種方案可減少后綴H橋電路中CMOS管的開(kāi)合次數(shù)，減少功率損耗，提高效率。

方案③：將音頻信號(hào)直接反向。在對(duì)音頻輸入信號(hào)進(jìn)行放大調(diào)理后直接將其反向，再對(duì)處理后信號(hào)分別進(jìn)行三角波比較，從而產(chǎn)生兩路反向的PWM波。

因方案②的效率較高且對(duì)抑制共模噪聲有一定作用，故選用方案②。

1. 4 短路保護(hù)方案設(shè)計(jì)

方案①：電流互感器法。用電流互感器感應(yīng)出通過(guò)負(fù)載電阻的電流，在對(duì)此電流進(jìn)行處理，以判斷電路過(guò)不過(guò)流。

方案②：采樣電阻法。將一小值電阻串入電路中采出系統(tǒng)流過(guò)負(fù)載的電流，以判斷電路過(guò)不過(guò)流。該方案實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，且接入小值電阻對(duì)此系統(tǒng)影響很小，故采用此方案。

2 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)方案及實(shí)現(xiàn)框圖

如圖1所示為系統(tǒng)的整體實(shí)現(xiàn)框圖，系統(tǒng)由高效率功率放大、信號(hào)變換電路、過(guò)流保護(hù)及功率測(cè)量4個(gè)主要模塊組成。其中最核心的高效率功率放大器又由前置放大、三角波產(chǎn)生電路、比較器電路、驅(qū)動(dòng)電路、H橋互補(bǔ)對(duì)稱放大5部分構(gòu)成。輸入音頻信號(hào)經(jīng)過(guò)前置放大電路進(jìn)行放大調(diào)理后，分上下部與兩路三角波信號(hào)進(jìn)行比較，得到兩路相互對(duì)應(yīng)的PWM波；即對(duì)音頻信號(hào)進(jìn)行脈寬調(diào)制，而后經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路增加其信號(hào)的驅(qū)動(dòng)能力，再給入H橋模塊，利用占空比的變化控制功率開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通與截止，實(shí)現(xiàn)功率放大，之后再對(duì)負(fù)載上的輸出進(jìn)行低通濾波濾出原音頻信號(hào)。在負(fù)載上將信號(hào)給入信號(hào)變化電路，將雙端信號(hào)轉(zhuǎn)化為單端信號(hào)，經(jīng)一截止頻率為20 kHz的RC濾波器后接測(cè)試儀表測(cè)試。同時(shí)在此處將單端信號(hào)真有效值檢波，經(jīng)AD采樣后送入單片機(jī)內(nèi)進(jìn)行功率計(jì)算及顯示。系統(tǒng)還有過(guò)流保護(hù)功能，0．1Ω采樣電阻與負(fù)載串聯(lián)，采出流過(guò)負(fù)載的電流值，經(jīng)放大比較后，用繼電器控制功率放大部分的供電，從而實(shí)現(xiàn)保護(hù)作用。系統(tǒng)最大不失真輸出功率大于等于1 W，可實(shí)現(xiàn)電壓放大倍數(shù)1～20連續(xù)可調(diào)，因采用D類放大方案，可達(dá)到較高的效率，輸出噪聲很小，功率顯示誤差很小。

3 主要功能電路設(shè)計(jì)

3．1 前置放大模塊

前置放大電路采用高效率、軌對(duì)軌、低噪聲運(yùn)放芯片OPA350構(gòu)成同相寬帶放大電路。信號(hào)輸入端串聯(lián)電容達(dá)到隔直耦合作用。同時(shí)因單電源供電，在運(yùn)放同向端給2．5V偏置。設(shè)置反饋電阻為電位器，可動(dòng)態(tài)改變放大器的增益1～20倍增益連續(xù)可調(diào)。

3．2 三角波產(chǎn)生電路

三角波產(chǎn)生電路如圖2所示。采用NE555芯片構(gòu)成三角波電路，通過(guò)恒流源對(duì)電容C1實(shí)現(xiàn)線性充放電從而獲得三角波。開(kāi)始工作時(shí)，555芯片3號(hào)腳為高電平，二極管D4導(dǎo)通，D3截止，從而D1導(dǎo)通，D2截止，由T1、T2、R1構(gòu)成的恒流源通過(guò)D1對(duì)C1線性充電，當(dāng)充電使C1兩端電壓達(dá)到2／3Vcc時(shí)，3號(hào)腳輸出電平發(fā)生反轉(zhuǎn)，變?yōu)榈碗娖剑藭r(shí)D1、D2、D3、D4導(dǎo)通狀態(tài)也完全相反，由下方T3、T4、R2構(gòu)成的恒流源通過(guò)D2對(duì)C1線性放電，當(dāng)放電使C1兩端電壓達(dá)1／3Vcc時(shí)，3號(hào)腳又反轉(zhuǎn)為高電平，如此循環(huán)往復(fù)，實(shí)現(xiàn)周期三角波信號(hào)產(chǎn)生。由C1兩端引出輸出，即可得到線性度良好的三角波信號(hào)，后接一級(jí)同相跟隨器已達(dá)到前后級(jí)隔離的目的。C1采用漏電流低、響應(yīng)速度快的聚苯乙烯電容，保證較好性能。

三角波頻率、幅值計(jì)算如下：記通過(guò)電阻R1、R2的充放電電流為Io，此處Io=Vbe／R（其中Vbe為三極管的導(dǎo)通電壓），則有

三角波周期T=t1+t2，頻率為f=1／T，此電路經(jīng)實(shí)測(cè)產(chǎn)生三角波頻率為120 kHz（會(huì)與計(jì)算值有所偏差，因?yàn)槿龢O管導(dǎo)通壓降不嚴(yán)格為0．7 V）。

3．3 雙路比較器電路（PWM波產(chǎn)生電路）

雙路比較器電路采用低功耗、可單電源工作的雙路比較器芯片LM393構(gòu)成。此處為提高系統(tǒng)效率，減少后級(jí)H橋中CMOS管不必要的開(kāi)合，用兩路偏置不同的三角波分別與音頻信號(hào)的上半部和下半部進(jìn)行比較，產(chǎn)生兩路相互對(duì)應(yīng)的PWM波信號(hào)給后級(jí)驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行處理，雙路比較波形圖如圖3所示。此處值得注意的是將上半部比較處理為音頻信號(hào)接比較器的負(fù)向端、三角波信號(hào)接正向端；下半部比較則相反，這樣形成相互對(duì)應(yīng)，在音頻信號(hào)的半部形成相應(yīng)PWM波時(shí)，另半部為低電平，可保征后級(jí)H橋中的CMOS管沒(méi)有不必要的開(kāi)合，以減少系統(tǒng)功率損耗。利用電位器將上半部比較三角波偏置調(diào)至3 V，下半部比較三角波偏置調(diào)至2 V。還需注意，三角波信號(hào)應(yīng)比需比較范圍內(nèi)的音頻信號(hào)幅度稍大一些，且偏置調(diào)節(jié)要較準(zhǔn)確，以防音頻信號(hào)某些點(diǎn)比較不到，后續(xù)濾波還原原信號(hào)時(shí)產(chǎn)生失真。

3. 4 H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路（后加四階巴特沃斯濾波）

H橋互補(bǔ)對(duì)稱電路如圖4。采用低導(dǎo)通電阻、開(kāi)關(guān)速率快、受溫度影響小的場(chǎng)效應(yīng)對(duì)管IRF9540和IRF540組成互補(bǔ)推挽放大電路。運(yùn)用對(duì)稱輸出方式，充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波峰峰值量大可達(dá)10 V，有效地提高了輸出功率。

經(jīng)H轎互補(bǔ)對(duì)稱電路放大后的兩路信號(hào)分別通過(guò)一四階巴特沃斯濾波器低通濾波，從而濾去高頻載波，得出放大后的音頻信號(hào)加在8 Ω負(fù)載兩端。濾波器上線截止頻率約為20 kHz，通頻帶內(nèi)特性平坦，效果較好。注意此處應(yīng)選擇大功率電感，否則會(huì)對(duì)信號(hào)幅值有削減作用，不能達(dá)到較高功率。

3. 5 短路保護(hù)模塊

短路保護(hù)電路如圖5。將一0．1Ω小電阻接入系統(tǒng)中，與8 Ω負(fù)載電阻串聯(lián)，通過(guò)對(duì)采樣電阻兩端取樣電壓進(jìn)行放大，而后再與設(shè)定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較從而控制功效部分的供斷電，起到保護(hù)作用。放大部分采用芯片NE5532構(gòu)成減法放大器，放大的同時(shí)可將電阻兩端的雙端信號(hào)變?yōu)閱味诵盘?hào)，放大器放大倍數(shù)為：

經(jīng)過(guò)放大后的信號(hào)經(jīng)過(guò)由D1、C1、R5組成的峰值檢波部分，檢出信號(hào)幅度值送至比較器與設(shè)定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。比較器選用低功耗、響應(yīng)速度較快的雙路比較芯片LM393。比較器負(fù)端用穩(wěn)壓管D6及C3、R7設(shè)置為5．1V，比較器接成遲滯比較方式，一旦過(guò)流，即可自鎖。此時(shí)比較器輸出的高電平使三極管T1導(dǎo)通，繼電器的地控制端與地聯(lián)通，繼電器吸合，切斷功放部分的供電，達(dá)到保護(hù)目的。因比較器自鎖，所以在解決過(guò)流問(wèn)題后，關(guān)斷保護(hù)模塊的電源，才能重新進(jìn)入保護(hù)狀態(tài)。D2、D3、R6、C2組成開(kāi)機(jī)延時(shí)電路，在斷電后，C2通過(guò)D2快速放電，防止開(kāi)始瞬間C2上的殘余電壓對(duì)3號(hào)腳影響，防止比較器在非正常狀態(tài)下進(jìn)入自鎖狀態(tài)，使保護(hù)模塊不能發(fā)揮正常作用。

3. 6 功率測(cè)量及顯示電路（有效值檢波及AD轉(zhuǎn)換電路）

功率測(cè)量電路采用真有效值檢波芯片AD637檢出信號(hào)真有效值，再經(jīng)12位串行接口、20kHz采樣率AD芯片ADS1286采樣后邀至FPGA內(nèi)由程序進(jìn)行處理，計(jì)算出功率并顯示。如圖6所示。

輸入綴用OPA604構(gòu)成一射極跟隨器已達(dá)到隔離前后級(jí)的作用。改變平均電容的值可設(shè)定平均時(shí)間常數(shù)，并決定低頻準(zhǔn)確度、輸出波紋的大小和穩(wěn)定時(shí)間。交流波紋分量可以用增大此電容的值來(lái)減少，但這樣會(huì)使建立時(shí)間增大，所以選擇用后接一個(gè)二階有源低通濾波器的方法來(lái)減少輸出的紋波。得出真有效值后直接給入ADS1286進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，再由FPGA處理，計(jì)算出系統(tǒng)的輸出功率并進(jìn)行顯示。

4 系統(tǒng)軟件的設(shè)計(jì)

根據(jù)題目要求，要實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)功率的測(cè)量和顯示功能，硬件上采用8位CPU AT89S52，通過(guò)C51編程實(shí)現(xiàn)。單片機(jī)圭要完成對(duì)ADS1286的控制、采入數(shù)據(jù)、計(jì)算功率和送顯示的功能。而FPGA（采用Atera公司的Cyclone系列的EP1C6QC240）則作為一個(gè)總線控制器，對(duì)液晶和A／D與單片機(jī)之間的數(shù)據(jù)交換進(jìn)行管理。采用VerilogHDL語(yǔ)言在Quartus9．1的環(huán)境下編程實(shí)現(xiàn)。

5 測(cè)試方法和結(jié)果

5．1 測(cè)試儀器

15 MHz函數(shù)信號(hào)發(fā)生器 型號(hào)：Agilent33120A

數(shù)字示波器 型號(hào)：Tektronix TDS 1002，雙通道，60 MHz

直流電源 型號(hào)：SG173SB3，穩(wěn)壓穩(wěn)流型

四位半數(shù)字多用表 型號(hào)：Fluke 45 dual display multimeter

5．2 測(cè)試方案及結(jié)果分折

1）功率顯示誤差測(cè)量 用Agilent信號(hào)源給出輸入音頻信號(hào)，示波器在單端輸出測(cè)試點(diǎn)測(cè)負(fù)載上電壓峰值Vo，據(jù)式計(jì)算出實(shí)際功率，進(jìn)而計(jì)算出顯示誤差，結(jié)果見(jiàn)表1所示。

從表中數(shù)據(jù)可知，系統(tǒng)功率顯示模塊具有4位數(shù)字顯示，精度優(yōu)于5％，且誤差較小。

2）噪聲 用Agilent信號(hào)源給出輸入音頻信號(hào)（保證信號(hào)頻率20 kHz以下），用0.1μF電容進(jìn)行輸入端對(duì)地交流短路，用示波器在輸出端測(cè)量噪聲大小。此時(shí)測(cè)得噪聲為2．96mV。

3）效率測(cè)量 用直流電源對(duì)功放電路單獨(dú)供電，以便測(cè)試效率。供電電壓+5 V。用與測(cè)通頻帶相同的方法給出給出輸入信號(hào)，用示波器觀察輸出信號(hào)幅值，調(diào)整輸出為200 mW及500 mW，將四位半數(shù)字多用表串入放大器電路中，測(cè)出電路電流I。根據(jù)式計(jì)算出功率放大器效率，結(jié)果見(jiàn)表2所示。

從表中可以看出，在輸出功率為500mW時(shí)，功率放大電路效率高達(dá)64.10％，大大滿足了題目要求；在輸出為200 mW時(shí)，效率也達(dá)到了43．96％。系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)高效率音頻放大。

4）過(guò)流保護(hù)測(cè)量 用與測(cè)通頻帶相同的方法給出給出輸入信號(hào)，用示波器觀察輸出信號(hào)幅值，將負(fù)載兩端短路，可看到短路模塊警示燈亮，功率放大部分的電源被切斷，輸出變?yōu)榱悖_(dá)剄保護(hù)目的。

6 結(jié)論

系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了對(duì)音頻信號(hào)的放大處理，完成了高效率功率放大、信號(hào)變換、功率測(cè)量及顯示、過(guò)流保護(hù)等功能。系統(tǒng)性能良好，在功率及效率方面的指標(biāo)較高。放大電路、信號(hào)變換、功率測(cè)量及短路保護(hù)等部分都收到了較好的效果。尤其在功率方面可達(dá)到1．16 W，效率可達(dá)到64％，噪聲很低，功率測(cè)量顯示誤差較小。操作簡(jiǎn)單，人機(jī)交互靈活。

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