內容包括虛短和虛斷理解，反相、同相比例運算放大電路，電壓跟隨器，相關運算電路(加、減、乘、除、積分、微分、對數與指數等)，差分放大電路，I/V、V/I轉換電路，電壓抬升電路，F/V轉換電路，有源濾波器，移相電路等。

目錄：

• 關于虛短和虛斷概述
• 一、反相比例運算放大電路
• 二、同相比例運算放大電路
• 三、電壓跟隨器
• 四、加法器
• 五、減法器
• 六、積分電路
• 七、微分電路
• 八、差分放大電路
• 九、I/V轉換電路
• 十、V/I轉換電路
• 十一、電壓抬升電路
• 十二、F/V轉換電路
• 十三、恒壓源
• 十四、對數與指數電路
• 1、對數電路
• 2、指數電路
• 十五、乘法電路
• 十六、有源濾波器
• 1、低通濾波器
• 2、高通濾波器
• 十七、單穩態電路
• 十八、運放作比較器(運算放大器與比較器)
• 1、比較器偏置電阻的選擇依據
• 2、比較器最大輸入電壓
• 十九、死區電路
• 二十、移相電路
• 1、相位超前移相電路
• 2、相位滯后移相電路
• 二十一、電壓源
• 1、基于比較器組成的標準電壓源
• 2、基于運放跟隨器的電壓源

關于虛短和虛斷概述

由于運放的電壓放大倍數很大，一般通用型運算放大器的開環電壓放大倍數都在80 dB以上。而運放的輸出電壓是有限的，一般在 10 V～14 V。因此運放的差模輸入電壓不足1 mV，兩輸入端近似等電位，相當于 “短路”。開環電壓放大倍數越大，兩輸入端的電位越接近相等。“虛短”是指在分析運算放大器處于線性狀態時，可把兩輸入端視為等電位，這一特性稱為虛假短路，簡稱虛短。顯然不能將兩輸入端真正短路。

由于運放的差模輸入電阻很大，一般通用型運算放大器的輸入電阻都在1MΩ以上。因此流入運放輸入端的電流往往不足1uA，遠小于輸入端外電路的電流。故 通常可把運放的兩輸入端視為開路，且輸入電阻越大，兩輸入端越接近開路。“虛斷”是指在分析運放處于線性狀態時，可以把兩輸入端視為等效開路，這一特性 稱為虛假開路，簡稱虛斷。顯然不能將兩輸入端真正斷路。

在分析電路的過程中，暫時不用管運放的其他特性，就根據虛短和虛斷的特性來分析。當然，若運放不工作在放大區時，不滿足虛短和虛斷條件，不能使用此種方法來分析。如比較器。

一、反相比例運算放大電路

電壓并聯負反饋

缺點：輸入電阻小等于R1;

優點：共模電壓=(U+ + U-)/2=0，輸出電阻小;

特點：虛地。

信號電壓通過電阻R1加至運放的反相輸入端，輸出電壓Vo通過反饋電阻Rf反饋到運放的反相輸入端，構成電壓并聯負反饋放大電路。

運放的同相端接地為0V，反相端和同相端“虛短”，所以也是0V，反相輸入端輸入電阻很高“虛斷”，幾乎沒有電流注入和流出，那么R1和Rf相當于是串聯的，流過一個串聯電路中的每一只組件的電流是相同的，即流過R1的電流和流過Rf的電流是相同的。

Is= (Vs- V-)/R1

If= (V- - Vo)/Rf

V- = V+ = 0

Is= If

求解得Vo==(-Rf/R1)*Vi

二、同相比例運算放大電路

電壓并聯負反饋

缺點：根據虛短，U+=Vs，U-=Vs，共模電壓=(Vs+Vs)/2=Vs;

優點：輸入電阻=Vs/Ii，根據虛斷流過Rs的電流Ii=0，輸入電阻高，輸出電阻小。

根據虛短vN= vP=Vs，反相輸入端輸入電阻很高“虛斷”，幾乎沒有電流注入和流出，那么R1和Rf相當于是串聯的，流過一個串聯電路中的每一只組件的電流是相同的，即流過R1的電流和流過Rf的電流是相同的。Vs/R1=(Vo-Vs)/Rf，得vo=(1+Rf/R1)Vs

三、電壓跟隨器

R25消反射，運放5、6腳理論上是電壓相同的，且輸入阻抗是無窮大!那么輸入信號的電流主要是通過R28流入地，也就是輸入點的電壓在WK-in點形成，理論上不會有電流流入R25，如果沒有R25那么信號就會100%反射到WK-in上，如果信號源的內阻非常的大，也就是帶載的能力很差，反射的信號就會在R28的輸入點附近形成很強的發射震蕩也就是“回音”這樣的噪聲經過放大就會使輸出信號質量很差，R25和C12的接入可以把在5pin的反射信號有效地吸收，高頻的反射信號通過C12泄放到地(AGND)R25把反射的信號阻隔在5pin的輸入端。那么R25為什么是20K呢?這個可能是經驗值，R25大了就會影響到5pin的信號強度畢竟運放不是理想的在說也同樣會反射大量的信號，小了就像導線一樣不能阻擋反射信號。通常會取到R28的2-3倍這個樣子。R28、R25、R27的選取和運放的工作阻抗有關。

電壓并聯負反饋

優點：輸入電阻大，輸出電阻小。

LM358接成跟隨器，進行阻抗變換。輸入阻抗很大，對前級輸入影響最小化。

此時放大器有電流放大作用，無電壓放大作用。V1電壓=V2電壓。

四、加法器

由于電路存在虛短，運放的凈輸入電壓vI=0，反相端為虛地。

vI=0，vN=0。

反相端輸入電流iI=0的概念，通過R2與R1的電流之和等于通過Rf的電流故(Vs1 – V-)/R1 + (Vs2 – V-)/R2 = (V- –Vo)/Rf

如果取R1=R2=R3，由a，b兩式解得-Vout=Vs1+Vs2

式中負號為反相輸入所致，若再接一級反相電路，可消去負號。

五、減法器

由虛斷知，通過R1的電流等于通過R2的電流，同理通過R4的電流等于R3的電流，故有：

(V2 – V+)/R1 = V+/R2

(V1 – V-)/R4 = (V- - Vout)/R3

如果R1=R2， 則V+ = V2/2

如果R3=R4， 則V- = (Vout + V1)/2

由虛短知 V+ = V-

所以 Vout=V2-V1 這就是減法器了。

六、積分電路

運用積分運算電路對不同的輸入信號進行積分運算 ,可以變換波形。

對恒定直流量積分運算 ,可以提高輸出電壓的線性度 ;

對方波進行積分運算 ,可以輸出三角波 ,進行了波形變換 ;

對正弦量進行積分運算 ,可以輸出頻率相同 ,但幅值、初相位不同的余弦量 。

仿真實例可見百度網盤“基于Multisim10的積分運算電路的仿真”。

由虛短知，反向輸入端的電壓與同向端相等，由虛斷知，通過R1的電流與通過C1的電流相等。

通過R1的電流i=V1/R1

通過C1的電流i=C*dUc/dt=-C*dVout/dt

所以 Vout=((-1/(R1*C1))∫V1dt 輸出電壓與輸入電壓對時間的積分成正比,這就是積分電路了。

若V1為恒定電壓U，則上式變換為Vout = -U*t/(R1*C1) t是時間，則Vout輸出電壓是一條從0至負電源電壓按時間變化的直線。

積分電路原理之新解--放大器與電容的“三變身”。

相比較用電阻和運算電路構成的同相、反相運算放大電路，對于由電容和運算放大器構成的積分放大器，在原理上如何理解和掌握，一般人往往感到會困難一些。將反相放大器中的反饋電阻，換作電容，便成為如圖一所示的積分放大器電路。對于電阻，貌似是比較實在的東西，電路輸出狀態可以一目了然，換作電容，由于充、放電的不確定性，電容又是個較“虛”的物件，其電路輸出狀態，就有點不易琢磨了。

圖一

積分電路的構成及信號波形圖 想弄明白其輸出狀態，得先了解電容的脾性。電容基本的功能是充、放電，是個儲能元件。對變化的電壓敏感(反應強烈)，對直流電遲鈍(甚至于無動于衷)，有通交流隔直流的特性。對看待世界萬物都是呈現電阻特性的人來說，也可以將電容看成會變化的電阻，由此即可解開積分電路的輸出之謎。 依據能量守恒定律，能量不能無緣無故地產生，也不能無緣無故地消失，由之導出電容兩端電壓不能突變的定理。

1)充電瞬間，電容的兩極板之間尚未積累起電荷，故能維持兩端電壓為零的原狀態，但此瞬間充電電流為最大，可以等效為極小的電阻甚至導線，如果說電容充電瞬間是短路的，也未嘗不可，比如變頻器主電路中，對回路電容要有限流充電措施，正是這個道理;

2)電容充電期間，隨時間的推移，充電電壓逐漸升高，而充電電流逐漸減小，也可以認為此時電容的等效電阻由最小往大處變化;

3)電容充滿電以后，兩端電壓最高，但充電電流基本為零，此時電容等效為最大值電阻，對于直流電來說，甚至可以等效于斷路，無窮大的電阻了。

4)總結以上，在電容充電過程中，有等效為最小電阻或導線、等效為由小變大的電阻、等效為最大電阻或斷路等三個狀態。正是電容的該變化特性，可以使積分放大器電路變身為如圖二所示的三種身份。

圖二

積分電路工作過程中的“三變身” 參見圖二。

1)電壓跟隨器。在輸入信號的t0(正向跳變)時刻，電容充電電流最大，等效電阻最小(或視為導線)，該電路即刻變身為電壓跟隨器電路，由電路的虛地特性可知，輸出尚為0V。

2)反相放大器。在輸入信號的t0時刻之后平頂期間，電容處于較為平緩的充電過程，其等效RP經歷小于R、等于R和大于R的三個階段，因而在放大過程中，在放大特性的作用下，其實又經歷了反相衰減、反相、反相放大等三個小過程。而無論是衰減、反相還是反相放大，都說明在此階段，積分電路其實是扮演著線性放大器的角色。

3)在輸入信號平項期間的后半段，電容的充電過程已經結束，充電電流為零，電容相當于斷路，積分放大器由閉環放大到開環比較狀態，電路進而變身為電壓比較器。此際輸出值為負供電值。 都說人會變臉，其實電路也能變身啊。在電容操控之下，放大器瞬間就變換了三種身份。能看穿積分放大器的這三種身份，積分放大器的“真身”就無從遁形了。放大器，其實是在“放大不離比較，比較不離放大”的圈子中跳著玩兒。

七、微分電路

由虛斷知，通過電容C1和電阻R2的電流是相等的，由虛短知，運放同向端與反向端電壓是相等的。

則： Vout = -i * R2 = -(R2*C1)dV1/dt，這是微分電路。

如果V1是一個突然加入的直流電壓，則輸出Vout對應一個方向與V1相反的脈沖。

上電路中的運放對交流信號有放大效果，同時網絡為一高通濾波器，信號的相位滯后90°，該系統可能不穩定，從而進入自激振蕩的情況。常見的微分電路會是這個類型：

在改進后的微分電路中，增加了輸入電阻和反饋電容，相信這種電路在實際的模擬信號處理中會經常見到，正是由于這兩個元件的引入，使信號產生了90°的相移，這樣，就能使該系統保持穩定。

但是該電路也并不是完美，它受輸入信號的頻率影響，當頻率過高的時候，會變為積分電路。

運放有一個明顯的特征就是容易受到偏置電流的影響，為了讓微分電路受其影響最小，通常我們會在正負輸入端添加一個電阻，進行偏置電流的限制，典型電路如下：

有的時候還有在正向輸入端增加一個偏置電阻，大小等于反饋電阻的大小。

八、差分放大電路

上面講到的所有放大電路都有一個明顯的特點，就是它們只是放大某一個電勢點，另一個電勢點是默認接地的。而有時我們需要放大電壓的兩端電勢沒有一個接地的，適用差分放大電路。

圖1 基本電路形式(R1=R3，R2=R4)

差分放大器，據從輸入、輸出方式的不同，可分為雙端輸入、雙端輸出;雙端輸入、單端輸出;單端輸入、雙端輸出，單端輸入、單端輸出等多種電路形式，其中就運放器件電路構成的差分放大器而言，雙端輸入、單端輸出的電路形式應用廣泛。

差分放大器的電路優點：放大差模信號抑制共模信號，在抗干擾性能上有“過人之處”，這與其電路結構是分不開的。可以用兩只三極管電路搭建一個如圖1中的a電路，說明差分放大器的電路特性。

(1)對單電源供電的放大器電路，其輸出端(即Q1\Q2的C極)靜態工作點為1/2Vcc最為適宜，能保障其最大動態輸出范圍。只要RC1、RB1等偏置元件取值合適，則可使UC1、UC2的靜態電壓為2.5V，即靜態差分輸出電壓2.5V-2.5V=0V;

(2)電路設計盡可能使Q1、Q2的靜態工作參數一致，二者構成“鏡像”電路，RE為電流負反饋電阻，其直流電阻小，動態電阻極大(流過的電流近乎恒定)，以提升電路的差分性能。

(3)當IN+=IN-時，或者二者信號電壓同步升降時，OUT+、OUT-端電壓也在同步升降，且升、降幅度相等，其輸差分輸出值仍會為0V。如二路輸入信號在靜態基礎上產生了Q1、Q2基極電流的同樣增量，則集電極電壓會產生下降，如由2.5V降低為1.5V時，則UC1-UC2=1.5V-1.5V=0V，這說明電路對共模輸入信號不予理會，具備優良的抗干擾性能。

眾所周知，RS485通訊電路，就是利用差分總線傳輸方式，產生了強有力的抗干擾效果。

(4)當IN+、IN-輸入信號在靜態基礎上有相對變化，即IN+-IN-≠0時，如IN+輸入電壓往正方向變化時，OUT-會往負方向變化(同時OUT+會往正方向變化)，使得兩個輸出端反向偏離2.5V產生了信號輸出。當OUT-為1.5V，OUT+為3.5V時，此時使產生了2V的信號電壓輸出。

說明電路對差模信號進行了有效放大。差分放大器是有選擇性的放大器，忽略共模干擾，放大有用差模信號。

圖1中的b電路，是用運放器件構成的差分放大器。圖中明顯看到，無論輸入信號是2.5V或5V，只要IN1=IN2，OUT端即是0V。從此角度和意義上來講，當差分放大器的偏置元件R1=R3，R2=R4時，并且IN1=IN2時，其輸出端“虛地”。

雙端輸入、單端輸出差分放器的輸出端為何會呈現“虛地”特性呢?

圖2 差分放大器工作狀態圖

1)上圖a電路，IN1等于IN2的狀態。

(1)因輸入端的“虛斷”特性，同相輸入端為高阻態， 其輸入電壓值僅僅取決于R1、R2分壓值，為2V。 同相輸入端的2V電壓可以看作成為輸入端比較基準電壓;

(2)因兩輸入端的“虛短”特性，可進而推知其反相輸入端，即R3、R4串聯分壓電路， 其b點=a點=2V。 這是反饋電壓。 放大器的控制目的是使反饋電壓等于基準電壓;

(3) 由R1=R3，R2=R4條件可知，放大器輸出端只有處于“虛地”狀態，即輸出端為0V， 才能滿足b點=a點=2V，這可以由此導出差分放大器的一個工作特征。

2)上圖b中的(1)電路，IN1大于IN2的狀態。

(1)此時因同相輸入端電壓高于反相輸入端，輸出端電壓往正方向變化，其R3、R4偏置電路中的電流方向如圖所示;

(2)由R3、R4阻值比例可知，R3電流=(2.8V-1.5V)/10k，R4兩端電壓降1.3V/10K*40K=5.2V，輸出端電壓為2.8V+5.2V=8V。

(4)此時的輸入電壓差為IN1-IN2=2V，輸出電壓為8V。顯然，該差分放大器的差分電壓放大倍數=R4/R3 是4倍壓差分放大器。由此推知差分放大器的差分輸入放大倍數(IN1-IN2)*R4/R3=-OUT。

3)上圖b中的(2)電路，IN1小于IN2的狀態。

此時因反同相輸入端電壓高于同相輸入端，輸出端電壓往負方向變化，其R3、R4偏置電路中的電流方向如圖所示。同樣，依R3、R4的阻值比例可推知，在此輸入條件下，輸出端電壓為-8V，電路依然將輸入差分信號放大了4倍。

從電路的工作(故障)狀態判斷來說，直接測量R3、R4串聯電路的分壓狀態，只要R3、R4串聯分壓是成立的，則電路就大致上(起碼運放芯片)就是好的;電路的電壓放大倍數也由此得出;只要測量輸入電壓差(R1、R3左端電壓差)，再測量輸出端電壓進行比較，則外圍偏置電路的好壞，也會得出明確的結論。

由虛短知 Vx = V1 ---->a

Vy = V2 ---->b

由虛斷知，運放輸入端沒有電流流過，則R1、R2、R3可視為串聯，通過每一個電阻的電流是相同的，電流I=(Vx-Vy)/R2 ---->c

則：Vo1-Vo2=I*(R1+R2+R3) = (Vx-Vy)(R1+R2+R3)/R2 ---->d

由虛斷知，流過R6與流過R7的電流相等,若R6=R7，則Vw = Vo2/2 ---->e

同理若R4=R5，則Vout – Vu = Vu – Vo1，故Vu = (Vout+Vo1)/2 ---->f

由虛短知，Vu = Vw ---->g

由efg得 Vout = Vo2 – Vo1 ---->h

由dh得 Vout = (Vy –Vx)(R1+R2+R3)/R2 上式中(R1+R2+R3)/R2是定值，此值確定了差值(Vy –Vx)的放大倍數。這個電路就是差分放大電路了。

在使用差分放大電路時，有一點需要特別地注意，不僅|k*(U1-U2)|<15(最好是小于13V左右，取得比較好的效果)，而且Un與Up應該也要小于15v，否則放大不會工作在線性區，導致電路非正常工作。

九、I/V轉換電路

也是一個電流放大器。

很多控制器接受來自各種檢測儀表的0~20mA或4~20mA電流，電路將此電流轉換成電壓后再送ADC轉換成數字信號。如圖4~20mA電流流過采樣100Ω電阻R1，在R1上會產生0.4~2V的電壓差。

由虛斷知，運放輸入端沒有電流流過，則流過R3和R5的電流相等，流過R2和R4的電流相等。

故：(V2-Vy)/R3 = Vy/R5 ----a

(V1-Vx)/R2 = (Vx-Vout)/R4 ----b

由虛短知： Vx = Vy ----c

電流從0~20mA變化，則V1 = V2 + (0.4~2) ----d

由cd式代入b式得(V2 + (0.4~2)-Vy)/R2 = (Vy-Vout)/R4 ----e

如果R3=R2，R4=R5，則由e-a得Vout = -(0.4~2)R4/R2 ----f

圖中R4/R2=22k/10k=2.2，則f式Vout = -(0.88~4.4)V，即是說，將4~20mA電流轉換成了-0.88 ~ -4.4V電壓，此電壓可以送ADC去處理。注：若將圖中電流反接既得Vout = +(0.88~4.4)V。

十、V/I轉換電路

電流可以轉換成電壓，電壓也可以轉換成電流，電流傳輸時抗干擾能力更好。上圖就是這樣一個電路。此圖的負反饋沒有通過電阻直接反饋，而是串聯了三極管Q1的發射結，大家可不要以為是一個比較器就是了。只要是放大電路，虛短虛斷的規律仍然符合。

由虛斷知，運放輸入端沒有電流流過， 則(Vi – V1)/R2 = (V1 – V4)/R6 ----a

同理(V3 – V2)/R5 = V2/R4 ----b

由虛短知V1 = V2 ----c

如果R2=R6，R4=R5，則由abc式得V3-V4=Vi

上式說明R7兩端的電壓和輸入電壓Vi相等，則通過R7的電流I=Vi/R7，如果負載RL<<100KΩ，則通過Rl和通過R7的電流基本相同。

十一、電壓抬升電路

就做個普通的跟隨器，把信號加到Vcc/2上都可以OK，考慮擴展AD精度可以稍加放大。

V+=2.5V，LM358P運放虛短，V-=2.5V，Uo-2.5=2.5-Ui，Uo=5-Ui。

如果信號頻率低就需要將電容取大一點，電容容值初步用折轉頻率來計算1/(2*3.14*R*C)。

十二、F/V轉換電路

被測頻率信號經運入A，與非門B、C、D放大，削波，整形變成與被測信號同頻率的規則波形，作為單穩態觸發電路的輸入信號。

十三、恒壓源

VD1導通后其管壓降Uz基本不變，這樣輸入A1反相輸入端的電壓為Uz，這是一個穩定的直流電壓。根據集成運放閉環增益公式(根據前面虛短虛斷)可以計算出輸出電壓Uo：Uo=R3/R2*Uz。

由于Uz穩定不變，電阻R2和R3穩定不變，這樣輸出Uo穩定不變，說明A1具有恒壓輸出特性。

十四、對數與指數電路

1、對數電路

對數運算中Ui不能小于0，否則三極管的BE結反偏截止，沒有反饋回路。

2、指數電路

指數運算中Ui不能小于0，否則三極管的BE結反偏截止，沒有反饋回路。

十五、乘法電路

模擬乘法器組成的除法、開方及有效值檢測電路等運算：

1)除法運算

此處的Ui2必須大于0

2)開方運算

此處的Ui1必須小于0

此處的Ui1不論正負

3)有效值檢測電路

十六、有源濾波器

1、低通濾波器

1)一階低通濾波器

最后一個式子的(1+Rf/R1)具有放大作用，帶負載能力強。

2)二階低通濾波器

2、高通濾波器

上面圖中的電阻和電容的位置對調。

十七、單穩態電路

靜態時，電容C1充電完畢，運放A1正向端電壓U2=V+，A1輸出高電平。當輸入電壓Ui變為低電平時，二極管D1導通，電容C1通過D1迅速放電，使U2突然降至0V，此時因U1>U2，故運放A1輸出低電平。當輸入電壓變高時，二極管D1截止，V+經R3給電容C1充電，當C1上的電壓大于U1時，A1輸出又變為高電平，從而結束一次單穩觸發。

如果將二極管D1去掉，此電路具有上電延時功能 。

十八、運放作比較器(運算放大器與比較器)

1、比較器偏置電阻的選擇依據

25微安一般已無問題，按最大偏置電流這一參數，比較器在反轉時偏置電流會有0.25微安以內的變動，分壓偏置電流越大越不易受干擾，比較器的“精度”也就越高，具體多大偏置電流還是看精度要求。

比如你需要比較器在10V反轉，用2.5微安電流分壓偏置的話比較器可能在9~11v反轉，用25微安則會在9.9~10.1v時反轉，用0.25毫安則會在9.99~10.01v時反轉，以此類推，以上只是為說明問題打個比方粗略估算，具體多大須自行把握。

(V+) - (V-) >= X, X為多大時輸出高電平;(V+) - (V-) <= Y, Y為多大時輸出低電平。

失調電壓為10mV，那么參考電壓2.5V，比較器會在2.49V~2.51V之間響應;

失調電壓為1mV，那么參考電壓2.5V，比較器會在2.499V~2.501V之間響應。

具體元件舉例說明：

1)LM324 輸入失調電壓最大值5mV

2)OP07具有非常低的輸入失調電壓(對于OP07A最大為25μV)，在非常低的輸入信號輸入正向端或反向端(比如20mV)作比較時可一試。

2、比較器最大輸入電壓

十九、死區電路

當輸入信號Vin進入某個范圍(死區)時，輸出電壓為0;當脫離此范圍時，電路輸出電壓隨輸入信號變化。

圖中為二極管橋式死區電路。

二十、移相電路

1、相位超前移相電路

電子線路中往往需要對正弦波信號的相位進行變化，比如移相。利用運放與RC網絡就可以構建出移相范圍0～180度的移相電路。相位超前(輸出超前于輸入)的移相電路如圖：

2、相位滯后移相電路

通過調整R3，可以改變移相的大小，而基本不會影響輸出電壓的幅度。而相位滯后(輸出滯后輸入)的移相電路則為：

二十一、電壓源

1、基于比較器組成的標準電壓源

Q19為基準電壓源APL431，用來產生2.5V的基準電壓。

基準電壓源產生的+2.5V基準電壓經過R61、R50分壓，在R50上的壓降等于1.05V，因此電壓比較器U2B的正相輸入端5腳電壓恒為1.05V。

在開機時，電壓比較器U2B的反相輸入端6腳由于R51的作用而處于低電平，此時5腳電位高于反相輸入端6腳的電位，電壓比較器U2B的輸出端7腳輸出高電平，驅動場效應管Q34導通。Q34導通后，+3.3V電壓通過Q34的D、S極、電阻R52、R51分壓后加到電壓比較器U2B的反相輸入端6腳，由于電壓比較器U2B的正相輸入端5腳電壓恒為1.05V，所以，當電壓比較器U2B的反相輸入端6腳電壓高于1.05V時，輸出端7腳就會輸出低電平，使導通的Q34截止。

待Q34截止時，U2B的6腳電壓就會下降到低于1.05V，此時輸出端就會再次輸出高電平，Q34導通。如此反復，就可以使電壓輸出端Q34的S極電壓穩定在設定值。輸出電壓Vout=1.05x(1+R52/R51)≈2.6V，為DDR內存供電。

2、基于運放跟隨器的電壓源

令Rf=0，R1=∞，上面的同相比例運放變為電壓跟隨器，其具有極高的輸入阻抗，極低的輸出阻抗。

比如當前接1個的負載，但其負載電流變化大，最大可到200mA。如下圖Vout給負載供電，51R防止上電瞬間三極管CE電容產生的尖峰。