來源：ADI

曾幾何時，老師對我說——運算放大器的兩個輸入端應該放上相等的阻抗。可這條經驗法則從何而來？我們又是否應該遵循它？。。。種種疑問，答案盡在此處，拿走不謝！

師說“運放史”

相傳，在741運算放大器1橫行天下那個年代，正值平衡運算放大器輸入端電阻觀念風靡之際。然而隨著時間的流逝，不同電路技術和IC工藝的興起打破了它的神話，從此煙消云散。事實上，它的觀念確實也可能會引起更大的直流誤差和更多的噪聲，從而導致電路變得更加不穩定！可是我們為什么在以前要選擇它，而現在這樣做就會出問題呢？

在二十世紀60年代和70年代，第一代運算放大器采用的是普通雙極性工藝制造。當時為了獲得合理的速度，因此差分對電流源電流一般控制在10 μA到20 μA范圍內；β值為40到70，所以輸入偏置電流也大概在1 μA左右。然而，那時的晶體管匹配度確實還不太高，所以輸入偏置電流無法做到完全相等，而這個限制導致了輸入偏置電流之間存在10%到20%的偏差（也被稱為"輸入失調電流"）。

?圖1.?經典反相放大器

而如果我們在同相接地輸入端增加一個與輸入電阻R1和反饋電阻R2的并聯組合相等的電阻（圖1中的R3），那么就可以使阻抗相等。做一些計算可以證明——誤差降至Ioffset × Rfeedback，由于Ioffset為Ibias的10%到20%，所以這會有助于降低輸出失調誤差。

直流誤差

為了降低雙極性運算放大器的輸入偏置電流，許多運算放大器設計都集成了輸入偏置電流的消除功能，OP07就是這樣的一個例子。輸入偏置電流消除功能的增強可以使偏置電流大大降低，但輸入失調電流可能是剩余偏置電流的50%到100%，所以這個時候增加的電阻作用就會顯得非常有限。而且在某些情況下，增加電阻反而可能導致輸出誤差提高。

噪聲

電阻熱噪聲的計算公式為√4kTRB，所以1 kΩ電阻會存在4 nV/√Hz的噪聲，增加電阻也會增加噪聲。在圖2中，出人意料的是，雖然909 Ω補償電阻是最低值的電阻，但由于從該節點到輸出端的噪聲增益，它給圖2輸出端貢獻的噪聲反而最多。其中R1引起的輸出噪聲為40 nV/√Hz，R2為12.6 nV/√Hz，R3為42 nV/√Hz。因此，請勿使用電阻。另一方面，如果運算放大器采用雙電源供電，并且一個電源先于另一個電源上電，那么ESD網絡就很可能會發生閂鎖問題。這種情況下，可能希望增加一定的電阻來保護器件。但若使用的話，則應在電阻上放置一個旁路電容以減少電阻的噪聲貢獻。

圖2. 噪聲分析

穩定性

所有運算放大器都有一定的輸入電容，包括差分和共模。如果運算放大器連接為跟隨器，并且在反饋路徑中放入一個電阻以平衡阻抗，那么系統可能就比較容易發生振蕩。原因是大反饋電阻、運算放大器的輸入電容和PC板上的雜散電容會形成一個RC低通濾波器(LPF)。此濾波器會引起相移，并降低閉環系統的相位裕量。如果降低得太多，運算放大器就會振蕩。

圖3. 您所見

一位客戶在一個1 Hz Sallen-Key低通濾波器電路中使用AD8628 CMOS運算放大器，由于它的轉折頻率比較低，電阻和電容相當大（參見圖3）。輸入電阻為470 kΩ，所以客戶在反饋路徑中放入一個470 kΩ電阻。此電阻與8 pF的輸入電容（參見圖4）一起提供一個42 kHz極點。AD8628的增益帶寬積為2 MHz，因此它在42 kHz仍有大量增益，且發生軌到軌振蕩。而如果把470 kΩ電阻換成0 Ω跳線，那就可以解決問題了。

圖4. 電子所見

因此，在反饋路徑中應避免使用大電阻。這里，何者為大取決于運算放大器的增益帶寬。對于高頻運算放大器，例如增益帶寬超過400 MHz的ADA4817-1，1 kΩ反饋電阻就稱得上是大電阻了。

經驗法則，來源于多年來的實踐結論。想知道其是否仍然適用最好的做法，是在審核設計時仔細檢視這些規則是否符合條件。關于本文中提到的是否需要增加平衡電阻這一點——如果運算放大器是帶有輸入偏置電流消除功能的CMOS、JFET或雙極型，那么就不需要添加。

審核編輯：湯梓紅