關鍵詞： 充電器 , 單片機 , 電動汽車 , 電源

　　摘要： 為滿足電動汽車蓄電池無損傷快速充電的需求， 提出將大功率開關電源變換技術應用于智能充電器。結合實際充電要求， 給出了電動汽車車載充電系統的總體方案， 并就方案中涉及到的大功率充電電源拓撲的選擇， 控制電路設計及保護電路設計做了具體介紹。實驗結果表明該充電電源可以在短時間內實現對動力蓄電池的無損傷充電， 滿足快速充電的要求。文章所研究的車載智能充電器為新型電動汽車提供了一種可靠有效的充電設備， 具有很強的應用價值。
　　0 引 言
　　面對傳統燃油汽車尾氣排放造成的污染及其對石油資源的過度消耗所引發的環境與能源問題， 電動汽車以其良好的環保、節能特性， 成為當今國際汽車發展的潮流和熱點。目前世界上許多發達國家的政府、著名汽車廠商及相關行業科研機構都在致力于電動汽車技術的研究開發與應用推廣。
　　車載電動汽車充電器是電動汽車大規模商業化后不可缺少的組成部分， 如何實現車載充電器對蓄電池快速無損傷充電是電動汽車投入市場前必須解決的關鍵技術之一。本文設計的充電器是一種加裝于電動汽車上的車載充電設備， 通過對目前車載蓄電池的發展現狀和發展前景進行分析， 以目前使用廣泛的閥控密封鉛酸電池為研究對象， 在技術上采用目前較為先進又成熟的逆變技術， 具有體積小、重量輕、效率高、調節范圍大等特點。同時從功能角度， 它也適合鎳鎘、鎳氫， 鋰離子等類型的動力蓄電池。因此， 具有較大的實用價值。
　　1 智能充電系統總體結構設計
　　結合當前電動汽車電能供給的典型方式和充電電源的發展狀況， 文章設計的智能充電系統如圖1所示。整個電路采用了AC /DC-DC /DC 的設計結構， 首先是220V 的交流市電經EMI濾波、PFC校正電路變為380V 的直流， 然后經DC /DC 半橋變換及相應的控制電路， 保證輸出電流電壓滿足充電電池的需求。其中PFC 控制電路主要由MOSFET 管、Boost升壓電感、控制芯片ICE2PCS01以及直流濾波電容組成。DC /DC變換采用半橋式拓撲， 主要由高頻變壓器、MOSFET 管以及LC 濾波電路組成。控制部分通過對蓄電池端電壓、電流信號的采集反饋， 由SG3525產生雙路PWM 波控制半橋拓撲中MOSFET管的通斷時間來控制充電電流和電壓， 其控制部分還包括對電流、電壓、溫度的采集監測以及實時顯示。

　　

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　　圖1 智能充電系統總體結構框圖

　　2 系統主要電路設計
　　2.1 APFC電路設計
　　本設計選擇工作于連續調制模式下的平均電流型升壓式APFC 電路來實現較為合適。具體的電路設計如圖2 所示， 控制芯片選用ICE2PCS01.由ICE2PCS01構成的有源功率因數校正電路。

　　

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　　圖2 有源功率因數校正電路

　　2.2 半橋式逆變部分設計
　　DC /DC變換是該充電電源的關鍵部分， 同時也是難點所在。整機性能的好壞、質量優劣、成本高低在很大程度上取決于該逆變橋路。該部分如圖3所示， 主要包括變換器拓撲結構的選擇、功率管選擇、變壓器設計、吸收回路設計及濾波回路設計等。

　　

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　　圖3 半橋變換電路

　　2.2.1 電路主變換拓撲結構的選擇
　　在開關電源的各種變換拓撲中， 半橋變換以其輸出功率大、結構簡單、開關器件少、實現同等功率變換的成本較低且抗磁通不平衡能力強等優點，成為該充電器結構設計的首選。半橋電路由兩只數值相等、容量較大的高壓電容器組成一個分壓電路， 通過控制一個橋臂上兩個開關管交替導通和截止， 在變壓器原邊產生高壓開關脈沖， 從而在副邊感應出交變的方波， 實現功率轉換。該電路拓撲的一個突出優點是阻斷電容C3 的連接使其具有抗磁通不平衡能力， 有效防止磁偏。同時將變壓器初級側的漏感尖峰電壓鉗位于直流母線電壓， 將漏感存儲的能量歸還到輸入母線， 而不是消耗于電阻元件。
　　2.2.2 高頻變壓器的設計
　　由220V 的交流輸入經過前級的APFC 變換電路后， 得到380V 輸出電壓， 同時該輸出電壓也是后級DC-DC變換的輸入電壓。在變壓器的作用下，原邊電壓是190V， 副邊輸出電壓是109V， 參考有關的設計資料， 具體計算如下：
　　①初級繞組匝數：

　　

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　　式中： D 為變壓器最大占空比； fs 為開關頻率； N1為初級繞組匝數； Uin為變壓器初級輸入電壓幅值；Ton為初級輸入脈沖電壓寬度。實際中初級繞組匝數取10匝。
　　②次級繞組匝數：

　　

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　　式中：n 為初級繞組與次級繞組的匝數比； Uout為變壓器副邊輸出電壓； N2 為計算所得次級繞組匝數，且該變壓器為中心抽頭型， 實際中均取為6匝。
　　實際中選用軟磁鐵氧體PM87磁芯， 材質為南京新康達公司的LP3材料。原邊10匝， 副邊6匝， 采用多根Φ0.55的高強度漆包線并繞（原邊21根并繞，副邊17根并繞）； 繞制工藝采用原副邊交叉繞（兩段式全包）， 可實現變壓器的緊密耦合， 減小漏感。
　　2.2.3 半橋變換器功率管的選擇
　　設計中，采用半橋式拓撲，開關管Q1 和Q2上的電壓即為變換器的輸入電壓，有下式成立：

　　

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　　二極管D2 和D6 上的電壓為：

　　

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　　整流二極管D3 和D5 上的電壓為：

　　

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　　流過開關管的最大電流值為：

　　

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　　式中： Io 為負載電流； L f 為變壓器原邊漏感。

　　

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　　圖4半橋變換器驅動波形的產生示意圖

　　由以上計算分析， 功率管Q1 和Q2 選擇型號為FCH47N60的MOS管， 可承受600V 的電壓和47A的電流， 整流二極管選擇型號為MRB40250的肖特基管，其正向平均電流為40A， 反向耐壓最大為250V.
　　2.2.4 吸收回路及濾波回路的設計
　　為解決關斷時器件的過壓問題， 在圖3 中由D1， R1， C4 組成RCD 緩沖器， 通過減緩Q1 漏源極電壓的上升速度使下降的電流波形同上升的電壓波形之間的重疊盡量小， 以達到減小開關管損耗的目的。
　　同理由D4， R4， C8 對Q2 的關斷過程進行保護。
　　在輸出整流二極管之后采用LC 濾波電路減小輸出電流電壓紋波。濾波電感L1 的作用是使負載電流的波動減小，濾波電容C5 的作用是使輸出電壓的紋波減小。當負載突減時， 濾波電容儲能； 負載突增時，電容C5 上的儲能首先向負載補充能量，以減小輸出電壓的峰- 峰值。
　　2.3 控制保護電路
　　控制保護電路主要完成3個功能：①控制充電系統按照當前的設定的輸出電壓電流值產生占空比可變的PWM波， 對開關管進行驅動， 實現功率變換；②當出現過壓、欠壓、過流、過溫等故障時， 控制充電電源的主回路停止工作， 從而將電源的損壞程度控制在最小范圍； ③ 在充放電過程中，對相應的電壓、電流、溫度等參數實時顯示。
　　2.3.1 驅動信號的產生
　　驅動信號的產生過程如下： 將電阻分壓獲取的輸出電壓信號以及電流霍爾傳感器采集的輸出電流信號送至SG3525的誤差放大器的反相輸入端， 由其產生兩路PWM 方波信號， 6N137對該方波信號光耦隔離， 并送至FAN7390 進行功率放大和波形轉換， 以驅動半橋變換器。該部分的設計中主要涉及到以下關鍵技術：
　　①振蕩頻率及死區時間的設置。
　　參考SG3525 的有關設計資料， SG3525振蕩電路的輸出是頻率減半的互補方波信號， 該充電器的設計中， 后級電路的變換頻率設計為50kH z， 故SG3525 正當電路的工作頻率設置為100kH z.如下式：

　　

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　　死區時間的設定為：

　　

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　　當設定電路振蕩頻率為50kH z， 死區時間為3？？3？？s時， 該部分元件參數的取值為：

　　

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　　②反饋補償網絡的設計。
　　為滿足系統穩定性和靜態誤差的要求， 該部分設計采用無靜差的PI調節器作為補償網絡。由于充電器的負載是鉛酸蓄電池， 蓄電池的電壓和內阻在充電過程中會發生變化， 這樣我們反饋控制中PI調節器難度增大， 由理論推導的RC 參數值參考價值不大。對于這個PI調節器， 我們更注重從實驗的角度出發， 反復嘗試得到一個比較適合的網絡。
　　經過反復的實驗驗證， 我們采用含有Ⅱ 型誤差放大器的正激變換器反饋補償網絡。為防止電壓和電流環同時起作用時的系統振蕩， 我們在補償網絡的設計中， 通過提高比例積分環節中積分環節的作用， 同時加大時間常數， 使得補償網絡在整個系統中占主導地位， 從而使閉環系統更像一個一階慣性環節， 使系統能夠很好地穩定下來， 抵抗各種擾動引起的電壓和電流波動。
　　③半橋驅動自舉電路的設計。
　　由于半橋變換器上橋臂MOSFET的源極接下端開關管而處于懸浮狀態， 需要同步的自舉電路來抬升柵極驅動電壓。在該設計中由R1、D1、C2 組成自舉電路， 對上橋臂高端柵極驅動電路進行供電。
　　自舉電容的選擇為：

　　

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　　式中： Qg 為MOSFET柵極提供的電荷。
　　自舉二極管D1 選擇時應該遵循其擊穿電壓大于Uin、恢復時間足夠快的原則， 以減少自舉電容反饋給電源Vcc的電荷。
　　自舉電阻R1 的取值不能太大（一般為5 ~10 ） ， 否則會增加VBS時間常數。
　　2.3.2 保護電路的設計
　　保護電路具有過壓、欠壓、過流、過溫等保護功能， 在出現上述故障時， 控制系統首先對故障的緊急程度進行判斷， 當出現過欠壓或者過溫警示信號時， 實行限制輸出功率保護方案； 在出現過流、短路等故障時， 控制主電路停止工作， 保護充電電源免受損壞。要使系統正常工作， 需要重新開機。
　　2.3.3 單片機控制部分介紹
　　該系統的總體控制采用NEC 的F0881單片機作為充電器的“智能”中心， 對充電過程進行控制。
　　由于采用智能充電， 鉛酸蓄電池每個階段所需的充電電壓和充電電流都不同， 則在充電時該單片機對電池端的電流電壓信號進行采集，分析處理， 模糊推理、模糊決策等， 根據不同的狀態采用對應的慢脈沖快速充電方法以及保證在各充電階段之間的穩定切換。對出現的各種故障和報警信號進行處理。該部分還包括對電流、電壓和溫度的采集以及顯示等。
　　3 試驗結果及分析
　　在上述設計思路的指導下， 我們研制第一臺車載智能充電器的實物圖如圖5所示。

　　

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　　圖5 車載智能快速充電器實物圖

　　對其進行測量， 其體積為347 212 125mm3，重量為7？？9kg.在- 10℃~ + 40℃的環境溫度中，整機效率> 86%， 并且在75℃機內溫度會自動保護。其工藝制作滿足體積小， 重量輕， 可靠性高，集成度高等要求。
　　為驗證其實際運行效果， 采用220V（20% 的寬范圍交流電源作為輸入電源， 并應用6節120AH的鉛酸蓄電池串聯進行了帶載試驗， 測得其PFC校正和半橋變換器原邊的電流電壓波形分別如圖6、圖7所示。

　　

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　　圖6為滿載時的功率因數校正波形， 可以得出開關管在輸入電壓電流工頻過零點是完全處于截止狀態的， PFC 電感處于電感電流連續的工作模式，這樣保證輸入電流很好地跟隨輸入電壓成正弦波，電路具有很高的功率因數。圖7為慢脈沖充電模式下變壓器原邊的電壓電流波形。可以看出電壓波形和電流波形相位一致性較好， 開關管的波形與理論上分析的完全一致， 在開關管關斷瞬間電壓尖峰較小， 說明變壓器的漏感較小， 功率轉換的損耗小。
　　經過不同充電階段不同充電模式下的反復測試， 結果表明該智能充電器性能穩定，達到了快速無損傷充電的目的，且整機的轉換效率在86%以上。
　　4 結束語
　　文章設計的車載智能充電系統用了電壓回路和電流回路的雙閉環控制， 可以提供恒流充電、恒壓充電、慢脈沖快速充電以及它們之間的自動轉換等功能， 能夠實現鉛酸蓄電池快速無損傷充電的需求。充電電源作為車載變流器， 采用功率因數校正以及隔離變壓調制的方式， 具有體積小、重量輕、可靠性高、整機變換效率高、對供電電網干擾小等特點。同時整個系統還增加了多種保護電路和改善電源動態特性的措施， 安全性符合車用設備的通用規范。
　　綜上， 隨著我國電動汽車示范運行的大規模開展以及電動汽車產業化的推進， 該車載智能快速充電系統具有很強的應用價值和廣泛的市場前景。

來源：電子工程網