摘   要:  本文簡單概述了寬調節電源的發展,提出了采用開關電源構成的一種寬調節電源電路的結構、原理及基本設計要點。
概述
在電源應用中,常常希望電源輸出電壓調節寬，或者輸入電壓可適應很寬的范圍，或既有一定輸出電壓調節寬度，又能適應很寬的輸入電壓范圍。通常這類電源稱為“寬調節電源” 。在電源發展過程中，有多種方式可以實現這個目標，有的電路至今仍在使用。上世紀60年代開始，晶體管串聯方式的穩壓電路已普遍使用，其缺點是串聯晶體管上的損耗比較大，當輸出電壓要求寬調節時, 調整的串聯晶體管上壓降變化很大，勢必引起很大的功率損耗，降低電源效率，結構上需要大的散熱器, 增加了體積和重量。為了在輸出電壓調整時保持調整管壓降或將它控制在小的范圍內變化, 不至產生過大的損耗，最簡單的辦法是改變變壓器抽頭， 通過波段開關的選擇調整串聯穩壓器輸入電壓, 以保持小的調整管壓降，達到輸出寬調節的目的。但是這種辦法輸出電壓調節的不連續和波段開關的不可靠性是它的缺點。后來，隨著開關電源的發展, 為了減少調整管上的損耗，采用降壓開關電路替代串聯穩壓電路。 這種方式的寬調節電源在上世紀60年代末70年代初形成產品, 作為實驗室常用電源。但它的缺點依舊存在。
與此同時, 串聯穩壓電路加前置調節的電路開始應用。 常采用的前置電路是移相式可控整流電路。整體電路有兩個相關的控制電路。可控整流電路的反饋信號取自串聯穩壓器的調整管兩端, 它依據調整管兩端電壓變化來改變串聯穩壓器的輸入電壓，這樣保證了串聯穩壓器輸出大范圍變化時, 通過前置調節電路調整串聯穩壓器輸入電壓， 保持調整管上的電壓不變,并將損耗限制在最小范圍內。 這種方式的寬調節電源實現了連續調節，最大的優點是保持了串聯調節電源紋波小和穩定性高的特點, 至今還有大量應用。 其缺點是很難省去工頻變壓器而使體積和重量偏大，適合應用性實驗室。

圖1 二級單控的電路拓撲

圖2 降壓—半橋電路

單級開關電源實現寬調的限制
開關電源廣泛應用以后, 人們自然會想到開關電源是否可實現寬調節的目的。眾所周知，開關電源大多是采用恒工作頻率，PWM方式工作，即一周期內控制功率管的導通比來實現調節，導通比為:d=t_on/(t_on+t_off)     (1)

 其中，ton和toff分別為一周中導通時間和關閉時間，d<1。
對于降壓開關電路以及它演變的正激、半橋和全橋電路，其輸出均需應用LC濾波電路, 在理想條件下，輸入電壓和輸出電壓的關系為:V_out=dV_in     (2)

Vout,Vin分別為輸出、輸入電壓, 從式(2)可以看出d實際上決定了輸出電壓和輸入電壓的比, 也反應了輸出和輸入可調范圍的能力。
在實際開關電源的設計中, 因為要考慮到電網的變化、負載變化以及負載變化引起輸入直流電壓變化等, 在額定的情況下，d一般選擇在0.5~0.6；低輸入電壓、滿負載及輸出上調10%的情況下, d可能達到0.9；相反，高輸入電壓、空載，輸出電壓下調10%的情況下，d可能達到0.2~0.3。 考慮必需的工作死區,  d不能選擇過大,  d較小時工作時脈沖電流會增大。一般正激電路不可能達到輸出或輸入在很寬的范圍內調節, 通常在輸入電壓變化±20%， 輸出電壓可調±10%的范圍內，正激開關電源可以得到較好的工作點和性能。
反激式開關電路的寬調也受到d的限制。但從反激電路的原理上分析,輸出功率和電感變壓器一個周期內存貯能量成正比, 能量又與輸入電流成平方關系。與正激電路相比, 相同的d變化可得到更多的輸出功率變化，獲得比正激電路更寬的調節范圍。因此小功率的反激電路常用于輸入100~240VAC可變的開關電路中, 但是要求更大功率輸出時,由于功率管脈沖電流大, 變壓器效率低等原因，單端反激電路實現大功率輸出是比較困難的。
由上可知，單級開關電源的通導比不可能變化很大。所以，受導通比的限制，要實現寬調節是比較困難的。

二級單控開關電源的原理和設計要點
如何來拓寬通導比的變化而實現寬調節，本文提出了二級單控的電路拓撲，框圖如圖1所示，它采用二級主開關電路，前級一般可用降壓開關電路，后級可任意選擇單端、半橋或橋式電路，二級開關電路用同一個控制電路，也就是控制電路產生的脈沖調寬訊號分別控制兩級開關，因此兩級開關的驅動脈沖寬度是相同的，這樣輸入電壓和輸出電壓的關系為
    (3)
由式(3)可知，兩級單控的電路拓撲，輸入和輸出的變化和d2成正比，也就是說和單級電路相比，同樣Δd變化可得到更大的輸入和輸出比，大大拓寬了調節范圍。
下面以前級為降壓開關，后級為半橋開關的電路為例(見圖2)，簡要地說明電源設計要點。
設電源輸入電壓上限為Vin+ 、下限Vin-，輸出電壓上限為Vout+、下限Vout-，n為變壓器T的變比，Vd為輸出整流管壓降，Vl為線路壓降。
?首先根據輸入下限、輸出上限和滿載，確定變壓器的變比n：
   (4)
K為電路系數，半橋電路為2，其它電路為1，一般dmax可選擇0.9~0.95，單端可選擇0.45~0.48。
?根據輸入電壓上限、輸出電壓下限計算d值：
   (5)
一般希望dmin不小于0.2，因為d在0.9~0.2的范圍內開關電源的工作參數是比較好的。
?校對空載時最小d值：
   (6)
因為輸入電壓通常采用整流濾波得到，輕載濾波電壓會升高，ΔUin反映了整流濾波電路空載和負載的壓差，實際應用結果d值一般不小于0.08。
?變壓器最大電壓的確定，以此確定變壓器參數。
首先算出額定情況的導通比dh
  (7)
根據dh計算出額定工作情況的變壓器原邊工作電壓
  (8)
根據VTh和n就可確定原幅邊匝數及計算變壓器和電路的其他參數。

設計舉例
以圖2電路為依據，設計最大輸出為500W的電路。輸入187~242VAC，輸出2~50VDC可調，電流為10 A。計算步驟如下：
?確定變壓器變比n：
設187VAC時經整流濾波后得到直流為Vin-=180VDC，選擇dmax=0.9，Vd=1V，Vl=1V，

?最小dmin計算:
設輸入電壓242VAC時經整流濾波后得到的直流電壓為280V，輸出電壓為2 V。

?空載時d值：
空載、輸入電壓Vin=242VAC時，經整流濾波后得到的直流電壓為320V，輸出2V。

?確定變壓器的計算電壓:
首先確定額定工作時的導通比dh

根據dh計算出額定工作情況的變壓器原邊工作電壓

依據變壓器的匝比n和工作電壓VTh就可以計算變壓器的參數。

結語
從以上的實例計算中可以看到，設計電源的輸入從187~242VAC變化，輸出可調范圍為2V~50V，d值在0.2~0.9的范圍的變化，該電路設計可以保證電路各參數在比較好的狀態下工作，這樣的結果單級開關是不可能達到的，由此也證明了二級單控電路的結構完全可以實現寬范圍調節的要求，是一種相對簡單和實用的電路結構。