【摘　要】　討論了軟開關技術在電子負載DC／DC變換器中的應用，并介紹了利用數字信號處理器實現的移相控制方法，研制了以TMS320F240為控制核心的6kW DC／DC變換器樣機。
??? 關鍵詞：電子負載，軟開關，DC／DC變換器

1　引　言
　　隨著科技的發展，各類電力電子產品得到了越來越廣泛的應用。然而，目前對這些產品的試驗多以電阻箱和水阻試驗臺等作負載。這類負載采用有級調節，有固定阻值或固定負載特性曲線，負載形式單一，功率小；輸入這些試驗設備的電能全部被消耗掉，經濟損失較大；并且占用了較大的安裝空間。模擬電子負載就是為克服上述試驗設備的缺點而研制的一種電力電子裝置，是計算機技術、微機測控技術、電力電子技術的綜合運用。相對于目前廣泛使用的能耗型負載，這種電子負載體積小、節省空間從而降低了系統供電的容量等級，不僅具有試驗功能，還能將被試設備的輸入功率無污染地反饋回電網，符合大功率場合應用的需要。

　　電子負載由DC／DC直流變換器和DC／AC逆變器組成，如圖1所示。DC／DC變換器完成從被試設備到DC／AC的直直變換，DC／AC逆變器檢測電網同步信號，將被試電源輸出的能量反饋回電網。可以看出，能量由電網經整個試驗系統后饋回電網供系統循環使用，實際
損耗主要是被試電源和負載模塊的損耗。以通訊電源作被試電源為例，通訊電源的輸出電壓恒定，電網電壓在一定范圍內也近似恒定，通訊電源輸出電流的大小直接正比于系統所模擬的功率的大小，即正比于交流側電流的大小。因此，正確設置電子負載的給定電流大小和功率因數角，即可模擬阻性、阻感性等各種復雜的負載形式。
　　全橋DC／DC變換器的常用控制方法是，采用PWM技術同時開通或關斷斜對角的一對功率管，使其處于硬開關工作過程，通過改變變壓器副邊輸出電壓的占空比來調整輸出直流電壓的大小。功率管在電壓不為零時開通和電流不為零時關斷，因此，隨著工作頻率的提高，缺點越來越明顯。首先，隨著開關頻率的提高，器件的開關損耗成正比上升，在器件總損耗中所占比重急劇增大，使系統效率降低，處理功率的能力減小。其次，功率器件開關過程導致的di／dt和du／dt會引起強烈的電磁干擾（EMI）噪聲。另外，開關過程引起的Ldi／dt易使器件過壓或過流，導致器件的損壞；同時，由于散熱困難而阻礙了變換器體積的進一步減小。基于以上考慮，在所研制的電子負載中采用全橋軟開關DC／DC變換器。
2　系統設計
2．1　DC／DC主電路軟開關方案的選擇　　
　　近年來，人們針對全橋軟開關變換器提出了不少拓撲，大致可分為ZVS，ZCS和ZVZCS三種策略。ZVS方式中，功率器件輸出電容與變壓器漏感諧振，器件在零電壓狀態下開通。但變壓器副邊整流管換流使輸出電壓發生占空比丟失，且滯后橋臂零不易實現ZVS。ZCS方式中，變壓器原邊電流復位，器件在零電流狀態下關斷，但諧振電容電壓換向使輸出電流發生占空比丟失，且滯后橋臂較難實現ZCS。電子負載中，DC／DC為低壓大電流的升壓變換，特點是變壓器原邊輸入電流和副邊輸出電壓很大，所以，這兩種方式都會造成系統效率的嚴重降低，是不可接受的。ZVZCS變換策略則可避免上述兩方式固有的缺陷。本設計的DC／DC變換器主電路原理如圖2所示。
　　本設計是用在變壓器副邊并聯儲能電容C1，C2的方法來實現原邊電流的復位〔1〕，如圖3所示，共有六種工作模式：
　　模式0：（t2，t3）區間。在t2時刻導通Q4，變壓器漏感Lk與C1，C2諧振使C1，C2通過D7充電，由于D5，D6的箝位作用，C1，C2充電至V2，能量由變壓器原邊流向C1，C2和負載。
　　模式1：（t3，t4）區間。Q1，Q2導通，能量由變壓器原邊流向負載。
　　模式2：（t4，t5）區間。在t4時刻關斷Q1，由于Cp1上的電壓為零，Q1為零電壓關斷，此后Cp1充電，Cp3放電，V1減小，當變壓器副邊電壓小于V2時，C1，C2開始放電。能量由C1，C2和變壓器原邊流向負載。
　　模式3：（t5，t7）區間。Cp3放電完畢，D3導通，此時導通Q3，由于D3的箝位作用，Q3為零電壓開通。V1減小，C1，C2繼續放電，變壓器副邊二極管整流橋反偏，變壓器副邊電流為零，原邊只有很小的勵磁電流，近似于開路。負載電流流過C1，C2和續流二極管，變壓器原副邊沒有能量的聯系。
　　模式4：（t7，t8）區間。在t7時刻關斷Q4，由于變壓器原邊電流近似為零，Q4為零電流關斷。C1，C2放電完畢后，負載電流只流過續流二極管，變壓器原副邊電流仍近似為零。
　　模式5：（t8，．）區間。在t8時刻導通Q2，由于變壓器原邊電流近似為零，Q2為零電流開通。變壓器原邊電流反向，重復模式0，下半個周期開始。
2．2　控制電路設計
2．2．1　控制原理
　　系統控制原理見圖3〔2〕。（t2，t4）期間，Q1和Q2導通，變壓器原邊電壓V ab為Vin，（t8，t10）期間，Q2和Q3導通，變壓器原邊電壓為－Vin。由圖可見，輸出電壓的大小取決于Q1、Q3和Q2、Q4的導通時間，即相移的大小；偏磁產生的原因是兩對功率管導通時間存在差異及管壓降不同，所以，同樣可通過改變功率管的導通時間來加以補償。例如，若輸出電壓偏低，則Q2、Q4左移，反之右移，移動范圍如圖中陰影面積所示，t6，t8和t12，t13分別為Q2、Q4移動的下限和上限。若檢測變壓器原邊電流中存在正直流分量，則Q1、Q3不變，Q4下降沿左移，脈寬變小；Q2、Q4互補導通，Q2上升沿相應左移，脈寬變大，二者脈寬之和不變，結果是Q2、Q3導通時間大于Q1、Q4導通時間，起到了消除偏磁的效果。
2．2．2　控制系統硬件設計
　　目前的移相控制方式中，普遍使用的是基于3875芯片的PWM脈沖發生電路，其原理是將變換器輸出電壓采樣后與給定電壓比較，根據比較結果調節觸發脈沖，使輸出直流電壓控制在給定范圍內。這種方法的特點是硬件電路簡單，使用方便。缺點是必須借助相應的硬件電路才能抑制逆變變壓器單向偏磁所引起的飽和問題。然而，由控制原理可以看出，利用高速微處理器對逆變橋功率管的開關進行實時控制完全可實現以上功能。本文討論的基于DSP的PWM移相控制電路，可采取多種控制策略，結構簡單，可靠性高，能最大限度地節省硬件，能編程實現不同的控制策略，十分靈活。
　　控制系統由脈沖發生電路，檢測電路和顯示電路構成，如圖4所示。數字信號處理芯片TMS320F240用作控制核心。TMS320F240是TI公司為滿足控制應用而設計的，它有高速信號處理和數字控制功能所必需的體系結構特點，而且它有為電機控制應用提供單片解決方案所必需的外圍設備。TMS320F240的指令執行速度是20MIPS，這種高性能使較為復雜的控制算法可以實時執行。其內部集成了16K的FLASHEEPROM，無須擴展程序存儲器。LEM模塊對變壓器原邊電流i1進行采樣，
經信號調整電路濾波，滯環比較，結果為電平信號作為DSP輸入，消除偏磁；過壓、過流恒溫等物理量經故障信號傳感器、故障檢測及調整電路轉化為電平信號送給DSP，進行相應的控制。死區由4098硬件產生，保證控制的可靠性。
2．3　控制電路軟件設計
??? 設置了五個中斷：T1定時器中斷，CMP1、CMP2、CMP3三個比較中斷和PDPint一個保護中斷。T1定時器中斷用于調整變換頻率，CMP1、CMP2、CMP3三個比較中斷用于調整輸出電壓和控制偏磁，PDPint電源保護中斷保證當系統處于非正常工作狀態時可以緊急停機。流程如圖5所示。
3　實驗結果及結論

　　圖6為調制頻率為20kHz時的實驗波形。圖6（a）中，通道1為Q1兩端的電壓波形，通道2為相應的觸發脈沖。可以看出，實現了Q1的零電壓開通和關斷，Q3同。圖6（b）中，通道1為變壓器原邊電流，通道2為Q4的觸發脈沖。可以看出，實現了Q4的零電流開通和關斷，Q2同。此外，經實驗驗證，本方案具有響應速度快，控制靈活可靠的優點。經過測試，變換器的效率達到87％，比傳統的硬開關全橋DC／DC逆變器提高了4％，效果比較理想。

1　Eun－Soo Kin．An Improved Soft－Switching PWM FBDC／DC Converter for Reducing Conduc tion Losses．IEEE Transactions on Power Electronics，Vol．14，No．2，March 1999
2　阮新波，嚴仰光．脈寬調制DC／DC變換器的軟開關技術．北京：科學出版社，1999