關鍵詞：有源箝位；串聯諧振；同步整流EfficiencyImprovementofSynchronousRectifierina

ZVS?PWMControlledSeries?ResonantConverterwithActiveClamp

1引言

開關變換器在很多電子和通信設備的電源中得到廣泛應用。近來，低輸出電壓和大輸出電流的負載條件對開關變換器提出了新的要求。為了滿足這些要求，很多類型的諧振變換器已被提出和利用。然而，這些變換器的輸出電壓通常由開關調制頻率所控制。因此，這導致了諸如最小開關頻率限制了輸出濾波電容減小等問題。為了消除這些限制，一種新穎的帶有源箝位電路ZVS－PWM控制的電流模式諧振變換器被提了出來[1，2]。這種變換器工作在一個固定的開關頻率，其輸出電壓通過主開關管的PWM控制信號來調節。其穩態特性和ZVS條件在相關文獻中有詳細的討論[3～5]。但是，這種變換器在特定的輸入電壓下有較高的效率，當輸入電壓偏離特定值時，效率會嚴重下降。

本文通過對這種變換器的各個工作模態轉換的分析，說明了其效率下降的原因。通過分析可以說明，當輸入電壓偏離特定值時，發生了環流現象，導致了能量的回饋，效率下降。為解決這種問題，使用了一種倍流型同步整流電路，它帶有分離電感或耦合電感兩種方案。這種整流電路在較大輸入電壓范圍和低輸出電壓、大輸出電流的情況下獲得了85％的效率。

2帶中心抽頭同步整流ZVS?PWM控制的串

聯諧振變換器

帶中心抽頭同步整流ZVS?PWM控制的串聯諧

圖1具有中心抽頭同步整流電路的有源箝位ZVS?PWM控制串聯諧振變換器

圖2圖1所示變換器的關鍵波形

有源箝位ZVS?PWM控制串聯諧振變換器中提高同步整流效率的研究

振變換器的電路拓撲如圖1所示，其重要參量的波形見圖2。電路設計參數值見表1。

表1變換器參數值Vin48V
CA1μF
LA73μH
S1,S2IRF540
Lr23.76μH
Cr33.4μF
諧振頻率(1/2π)(LrCr)－1/2178kHz
開關頻率fs200kHz
匝比n13
S3,S4MTP13N50/
Co220μF
圖2中，有源箝位電路和主開關管產生方波電壓，其幅度隨主開關管的占空比變化。這一幅度調制輸入電壓被加在由Lr和Cr組成的串聯諧振電路上。開關頻率被選在稍高于諧振頻率處。由于串聯諧振電路有一很高的品質因數，所以，電流的基波部分通過諧振支路，而諧波部分會被大大抑制。這樣，基波部分通過變壓器被輸出電路整流和濾波。開關管S1和S2在留有一定的死區時間后交替導通。在死區時間內，S1和S2的寄生電容通過諧振電流Ir和電感LA磁化電流被充電和放電而實現ZVS工作。

如果以D表示主開關管S1的占空比，把輸出級和負載電阻RL看作一等效AC電阻RAC=8RL/π，輸出電壓Vo為Vo=(1)

式中：Zr=(nRAC＋Rr)2＋[ωsLr－1/(ωsCr)]2

ωs=2πfs;（2）

Rr是串聯諧振支路中的寄生串聯電阻。

在此變換器中，最大效率88.6％是在輸入電壓為48V的時候獲得的。然而，當輸入電壓偏離48V的時候，效率會嚴重下降。

3效率下降原因分析

3?1變換器的工作狀態

圖3給出了變換器所有可能的工作模態。表2給出了在一個開關周期里的所有可能的工作模式和每一模式中模態轉換次序。在圖3中，模態1和模態3表示能流從輸入端傳送到輸出端。模態2和模態4對應于在模態1和模態3之間的過渡狀態。模態5和模態6表示能流從輸出電容反饋到輸入端。這種能流回饋狀態是同步整流所特有的。在二極管整流電路中，只有能流前饋，即能量從輸入端流到輸出邊的狀態，而沒有能流回饋狀態，即能量從輸出端回流到輸入端。然而，在用MOSFET作同步整流的電路中，當柵源電壓vgs大于閾值時，MOSFET會一直保持開通。因此，圖3中模態5及模態6能量回饋的現象出現了。環流增加了能量損耗，導致效率的下降。產生環流的波形如圖4所示。

3?2占空比D的范圍

能流回饋現象依賴于主開關管的占空比。于是，抑制能流回饋現象出現的合適占空比即是在模式Ⅱ中，必須在模態5出現之前直接從模態3到模態4。據這一條件，則模態3必須在1/（2fr）內完成，即必須在一半諧振周期內完成模態3。fr由Lr，Cr決定，若開關周期由Ts表示，則這一關系由下式表示

(a)模態1

(b)模態2

(c)模態3

(d)模態4

(e)模態5

圖4產生環流的波形（Vin=60V）

(f)模態6

模態6的出現。因此有

（1－D）Ts?1/（2fr）（4）

考慮到Ts=1/fs，則式（3）和式（4）決定了占空比D的范圍

[1－fs/（2fr）]?D?fs/（2fr）（5）

從式（5）中可以看出，擴大占空比范圍的最簡單方式是增大開關頻率fs。然而，當開關頻率fs偏離諧振頻率太大時，則輸出電壓會按式（1）和式（2）的規律下降。如用表1中的數值，則占空比的范圍計算結果是

0.44?D?0.56（6）

對于由式（6）所給的占空比，變換器能恰好工作于沒有能量環流的狀態。然而，當輸入電壓變化范圍和負載范圍變化更大時，為了調節輸出電壓，必須要擴大占空比的范圍。為避免在擴大占空比的范圍時導致效率的急劇下降，則必須采取新的方法來克服這種情況。

表2變換器工作模式模式模態轉換次序條件
Ⅰ1－2－3－5－1D=0.4(Vin=60V)
Ⅱ1－2－3－4－1D=0.5(Vin=48V)
Ⅲ1－6－3－4－1D=0.6(Vin=40V)
4提高效率的兩種方案

4?1倍流型整流電路

為避免效率下降,我們使用了一種倍流[6]同步整流電路的ZVS?PWM控制串聯諧振變換器,如圖5所示。這種變換器的工作模態見圖6。其仿真參數值與表1給出的基本相同，兩個電感LO1和LO2仿真參數是7μH。變換器的模態轉換順序總是1－2－3－4。在這種整流電路中，能流回饋現象不再存在。因而，效率下降的原因被消除了。其工作模態簡要介紹如下：

1）模態1這一模態表示了從S4到S3換流的過

圖3圖1所示變換器的工作模態

圖5具有倍流同步整流電路的ZVS?PWM控制串聯諧振變換器

程。當輸入電壓反向時，諧振電流下降幅度很大。諧振電流耦合到變壓器副邊，其值將小于輸出電感電流值iLO2，開關管S3的體二極管導通；變壓器電壓變為零，S4關斷。然而，S4的體二極管卻是開通的，這樣，諧振電流繼續減少，自然，對于在變壓器電壓變為零之前的電流來說，則是反方向增加。當這一電流增加到比輸出電感電流iLO1還大時，S4的體二極管關斷。這一模態變化到下一模態。

2）模態2在這一時間段，開關管S4關斷，S3由于變壓器電壓保持導通。這樣，輸出電感iLO1通過諧振電流充電。這是能流從輸入端傳到輸出端的過程。

3）模態3這一模態和模態1對稱。這時開關管S3換向到S4。

4）模態4同樣，這一模態和模態2對稱。S4保持開通，輸出電感iLO2被諧振電流充電。這也是能流從輸入端傳到輸出端的過程。

在這一方案中，模態1和模態3是由于存在由Lr，Cr組成的諧振電路的存在而出現的。同步整流MOSFET在諸如模態1和模態3這樣的死區間隔內工作。因此，S3和S4的ZVS實現了。如果沒有這一串聯諧振電路，將不會出現模態1和模態3；那么，由于在模態2和模態4之間轉換時間短且轉換電壓電流幅度大，將會由于存在寄生參數而造成很大的開關噪聲。

4?2帶耦合電感倍流型整流電路

在圖5所示變換器中，其輸出電感是獨立的。為了減少磁芯的數目，如果讓這兩個電感耦合到一起，如圖7所示，則其工作模態分析如圖8所示。參數值和工作模態轉換順序和前面分析相似。在這種整流電路中，能量回饋現象不再出現。同樣，效率下降的原因也被消除了。

經過實驗和對輸出電流和輸入電壓各個采樣點的分析，計算出的效率曲線比較圖如圖9所示。從中心抽頭型，倍流帶獨立輸出電感型和倍流帶偶合輸出電感型三種電路的效率特性比較中可以看出：通過倍流整流技術，在輕載條件下，效率得到了提高，如圖9(a)所示。另外用倍流型電路后，當輸入電壓偏離48V時，對效率提高有了很大的作用，在負載為3.3V和5A，且輸入電壓在從40V到60V這一大范圍內變化時，仍獲得了高于85％的效率，如圖9(b)所示。

5結語

電流諧振工作模式被認為對開關變換器的高效率設計非常有效。然而，在中心抽頭型同步整流電路

圖6圖5中所示變換器的工作模態

(a)模態1

(b)模態2

(c)模態3

(d)模態4

圖7具有帶耦合電感的倍流同步整流電路的ZVS?PWM控制串聯諧振變換器

(a)模態1

(b)模態2

(c)模態3

(d)模態4
圖8圖7中所示變換器的工作模態

中，當輸入電壓偏離特定值時，效率會下降。同時也說明了效率下降的原因是能量回饋給輸入端所致。為解決此問題，倍流型同步整流電路被提出用于ZVS－PWM串聯諧振變換器，從而使效率下降的原因被消除，在負載為3.3V和5A，且輸入電壓在從40V到60V這一范圍內變化時，得到了85％的效率。

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