用戶電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器與在線UPS工作原理

摘要：敘述了用戶電力質(zhì)量綜合補(bǔ)償器（Custompower）與在線UPS的基本工作原理與方法。

關(guān)鍵詞：用戶電力質(zhì)量綜合補(bǔ)償器；逆變器；不間斷電源

1? 引言

??? 由于市電和負(fù)載的復(fù)雜性，例如電網(wǎng)容量不足，輸變電和各種配電設(shè)備的性能和質(zhì)量問(wèn)題，各用電設(shè)備配置的不合理，或相互之間的影響，電力電子變流器的廣泛應(yīng)用與各類(lèi)非線性負(fù)載的增加，自然界的雷擊、地電及人為因素的影響等，使市電電壓不穩(wěn)定，并含有諧波，電能質(zhì)量不斷惡化。這將會(huì)使一些對(duì)電能質(zhì)量敏感的重要負(fù)載性能降低，壽命縮短，甚至造成很大的經(jīng)濟(jì)損失。據(jù)有關(guān)部門(mén)統(tǒng)計(jì)，在有代表性的場(chǎng)合，計(jì)算機(jī)遭受來(lái)自市電的干擾值在數(shù)十伏的每天有上百次。計(jì)算機(jī)故障的50％～70％是由電源故障造成的。因此，對(duì)電能質(zhì)量的綜合補(bǔ)償和采用補(bǔ)償式在線UPS就顯得越來(lái)越重要了。

??? 用戶電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器和補(bǔ)償式在線UPS的電路是相同的，在直流電路中并入蓄電池就是UPS，不并入蓄電池就是綜合補(bǔ)償器，其原理框圖如圖1所示。它是由兩個(gè)互為電源的雙向全橋逆變器構(gòu)成的一種串并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)。通過(guò)變壓器Tr次級(jí)串入電路的逆變器Ⅰ，是市電的穩(wěn)壓濾波器，其主要作用是對(duì)市電輸入電壓進(jìn)行穩(wěn)壓和濾波；通過(guò)電感L并入電路的逆變器Ⅱ，是電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器，其主要作用是補(bǔ)償負(fù)載需要的無(wú)功電流，并濾除非線性負(fù)載產(chǎn)生的諧波電流。當(dāng)作為補(bǔ)償式在線UPS應(yīng)用時(shí)，逆變器Ⅰ輸出有功功率，逆變器Ⅱ輸出無(wú)功功率。

圖1? 電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償與補(bǔ)償式在線UPS電路框圖

2? 市電穩(wěn)壓濾波器

??? 對(duì)市電輸入電壓進(jìn)行穩(wěn)壓和濾波的穩(wěn)壓濾波器電路如圖2所示。它是由高頻全橋SPWM式雙向逆變器構(gòu)成的。逆變器的輸出電壓u_AB通過(guò)變比為k的輸出變壓器T_r變成補(bǔ)償電壓u_ac在T_r次級(jí)輸出，T_r的次級(jí)串聯(lián)在主電路中，以對(duì)市電電壓的大小變化和諧波進(jìn)行補(bǔ)償，保持輸出電壓u_aL為穩(wěn)定的正弦波電壓。u_ar為與市電同步的給定正弦基準(zhǔn)電壓，完全補(bǔ)償后u_aL=u_ar。L_FC_F為低通濾波器，以濾掉市電u_a中和補(bǔ)償電壓u_ac中的高次諧波。由T_r次級(jí)短路阻抗、L_F及市電電源內(nèi)阻組成的線路阻抗為Z，電壓降低為Zi_a，i_a為市電輸入電流。由圖2主電路可知，當(dāng)實(shí)現(xiàn)完全補(bǔ)償時(shí)：

u_aL=u_a－Zi_a－u_ac=u_ar（1）

u_ac=u_a－Zi_a－u_ar（2）

圖2? 市電穩(wěn)壓濾波器原理電路

??? 令=u_a－Zi_a－u_ar為全橋SPWM逆變器的調(diào)制電壓，控制電路框圖如圖3（a）所示，圖3（b）為波形圖。當(dāng)用=u_a－Zi_a－u_ar作為調(diào)制波時(shí)，可以使補(bǔ)償電壓u_ac=u_a－Zi_a－u_ar實(shí)現(xiàn)完全補(bǔ)償。假定逆變器直流電源電壓為U_dc，載波三角波的頻率為f_c，電壓幅值為U_c，市電頻率為f_a，則

??? 調(diào)制比：M=（3）

(a)?? 控制電路框圖

(b)? SPWM波形圖

圖3? 控制電路原理框圖與波形圖

??? 載波比：N=f_c/f_a（4）

式（3）中U_a、I_a、U_ar為u_a、i_a、u_ar的有效值。

??? 當(dāng)市電電壓含有諧波時(shí)，即

??? u_a=U_a1sinωt＋U_ansinnωt（5）

而且u_a1=U_a1sinωt≠u_ar=U_arsinωt

式中下注腳“1”表示基波，“n”表示諧波次數(shù)。

??? 此時(shí)，調(diào)制比M的值為

??? M==＋=M1＋Mn（6）

??? M₁=；M_n=（7）

??? 按照文獻(xiàn)[1]的方法，推導(dǎo)出補(bǔ)償電壓u_ac的雙重傅里葉級(jí)數(shù)表示式為u_ac=ku_AB=k(u_A－u_B)，經(jīng)推導(dǎo)并考慮到濾波器L_FC_F的作用，可得

??? u_ac=kM₁U_dc·sinωt＋kM_nU_dc·sinnωt（8）

??? 由于圖1中逆變器Ⅱ的無(wú)功補(bǔ)償和濾波作用的存在，ia=Ia·sinωt，將式（5）、式（8）及ia的值代入式（1）得

??? u_aL=u_a－Zi_a－u_ac

??? u_aL=U_a1·sinωt＋U_an·sinnωt－ZI_a·sin_ωt－kM₁U_dc·sinωt－kM_nU_dc·sinnωt(9)

??? 令變比k=U_c/U_dc，將k值及式（7）中的M₁和M_n的值代入式（9），當(dāng)u_a1>u_ar時(shí)M₁=正值。

??? u_aL=U_a1·sinωt＋U_an·sinnωt－ZI_a·sinωt·－(U_a1－ZIa－U_ar)·

???????? sinωt－U_an·sinnωt=U_ar·sinωt(10)

??? 當(dāng)u_a1<u_ar時(shí)，M₁=負(fù)值，也可以得到式（10）結(jié)果。所以式（10）說(shuō)明：當(dāng)用瞬時(shí)值=u_a－Zi_a－u_ar作調(diào)制波時(shí)，可以使SPWM全橋逆變器通過(guò)變壓器Tr的輸出電壓u_ac，完全補(bǔ)償市電電壓的大小變化和諧波。保持加在負(fù)載上的電壓u_aL=u_ar為穩(wěn)定的正弦波電壓。

2.1? 補(bǔ)償?shù)奈锢碚f(shuō)明

??? 從物理上看，由于控制電路采用的是=u_a－Zi_a－u_ar作為調(diào)制波進(jìn)行的補(bǔ)償，當(dāng)市電電壓u_a為正弦波時(shí)，u_a>u_ar是負(fù)補(bǔ)償u_a－u_ac；當(dāng)u_a<u_ar是正補(bǔ)償u_a＋u_ac。當(dāng)市電電壓含有諧波時(shí)，u_a>u_ar部分是負(fù)補(bǔ)償，u_a<u_ar部分是正補(bǔ)償，補(bǔ)償示意圖如圖4所示。補(bǔ)償諧波的關(guān)鍵是采用高頻SPWM全橋逆變器和瞬時(shí)值檢測(cè)。逆變器的載波比N=f_c/f_a越大，補(bǔ)償效果越好。

圖4? 對(duì)市電電壓補(bǔ)償?shù)奈锢硎疽鈭D

2.2? 變壓器T_r的變比

??? 變壓器T_r變比k的大小，取決于市電電壓變化的范圍。當(dāng)用作電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器時(shí)，由于市電電壓的允許變化范圍為±10％，實(shí)際有的地方變化范圍可達(dá)±20％，所以變比k應(yīng)取±25％；當(dāng)用于補(bǔ)償式在線UPS時(shí)，當(dāng)市電停電時(shí)電壓的變化為100％，故k值應(yīng)取1：1，以全電壓對(duì)市電電壓進(jìn)行補(bǔ)償。

3? 電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器

??? 電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器的原理電路如圖5所示。由于感性負(fù)載和非線性負(fù)載的作用，使電流含有無(wú)功成分并發(fā)生畸變，包含無(wú)功與畸變的負(fù)載電流i_aL用傅里葉級(jí)數(shù)表示時(shí)為

i_aL=I_an·sin(nωt＋φ_n)=I_a1·sin(ωt＋φ₁)＋I_an·sin(nωt＋φ_n)=I_a1cosφ₁·sinωt＋I_a1sinφ₁·cos_ωt＋I_an·sin(nωt＋φ_n1)(11)

??? 此式表明，畸變的電流由三部分組成

??? i_1p=I_a1cosφ₁·sinωt=I_ap·sinωt

為基波有功電流；

??? i_1q=I_a1sinφ₁·cosωt=I_aq·cosωt

為基波無(wú)功電流；

??? i_an=I_ansin(nωt＋φ_n)為高次諧波電流。

圖5? 電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器

??? 由圖5可知：當(dāng)完全補(bǔ)償時(shí)，負(fù)載電流i_aL應(yīng)由市電輸入電流i_a和補(bǔ)償電流i_ac共同供給，即i_aL=i_a＋i_ac。如果用適當(dāng)?shù)目刂品绞剑寡a(bǔ)償器的輸出電流i_ac=i_1q＋i_an，則市電只須向負(fù)載提供基波有功電流i_1p就可以了。這樣就完全實(shí)現(xiàn)了補(bǔ)償，市電輸入電流i_a與市電電壓u_a同相位，輸入功率因數(shù)cooφ=1，i_a為正弦波電流。如果只需要消除高次諧波電流i_an，或只需要補(bǔ)償基波無(wú)功電流i_1q時(shí)，則只須使i_ac=i_an或i_ac=i_1q就可以了。為了能很好地完全補(bǔ)償基波無(wú)功電流i_1q和高次諧波電流i_an，逆變器采用了雙向全橋逆變器，并采用了線性Delta滯環(huán)控制方式。

3.1? 補(bǔ)償器的數(shù)學(xué)模型

??? 對(duì)有源濾波與無(wú)功補(bǔ)償器的要求是具有較強(qiáng)的適應(yīng)能力和較高的反應(yīng)速度。圖5所示電路是可以滿足上述要求的。圖中C_d為為儲(chǔ)能電容，R為回路電阻，根據(jù)基爾霍夫定律可得

(12)

式中：u_a為市電電壓；

????? U_dc為電容C_d上的電壓；

????? i_ac為補(bǔ)償電流；

????? F為逆變器開(kāi)關(guān)函數(shù)。

????? (13)

??? 為了使C_d上的電壓U_dc恒定，C_d的值應(yīng)足夠大。由于補(bǔ)償器前面有市電電壓穩(wěn)壓濾波器，所以u_a=U_am·sinωt，將F、u_a代入式（12），解出補(bǔ)償電流i_ac的表示式為

??? i_ac=(ωLcosωt－Rsinωt)＋（14）

??? i_ac的初始值為

??? i_ac(t₁)=(ωLcosωt₁－Rsinωt₁)＋（15）

??? C_d={i_ac(t₁)－〔(ωLcosωt₁－Rsinωt₁)＋〕}（16）

??? 將C_d的值代入式（14）得到

??? i_ac=〔(ωLcosωt－Rsinωt)－(ωLcosωt₁－Rsinωt₁)〕＋

??????? 〔1－〕＋i_ac(t₁)（17）

??? 由于回路電阻R很小，當(dāng)令R=0時(shí)可得

??? i_ac=(cosωt－cosωt₁)＋(t－t₁)＋i_ac(t₁)(18)

??? 式（18）表明，補(bǔ)償電流i_ac只與電感L有關(guān)。

3.2? 電感L的值

??? 假定補(bǔ)償對(duì)象是整流器，其交流側(cè)的電流波形如圖6所示，由此可以得到補(bǔ)償電流參考值的波形如圖7所示。的變化是不均勻的，求解電感L的值也是很復(fù)雜的，為了節(jié)省篇幅，L的推導(dǎo)過(guò)程省略。從跟蹤角度出發(fā)，L值應(yīng)取得大些。綜合兩者要求，通過(guò)推導(dǎo)得到L值計(jì)算式為

圖6? 整流器負(fù)載電流

圖7? 補(bǔ)償電流參考值

式中：N′為系數(shù)，N′=0.3～0.7，參數(shù)U_am，U_dc，I_aL，T（開(kāi)關(guān)周期），α，μ和I_ap在額定情況下都是已知的，其含義見(jiàn)圖6。當(dāng)α=30°，μ=15°，L=3.4mH，f_s=5kHz時(shí)，仿真結(jié)果如圖8所示。此結(jié)果表明：市電輸入電流i_a由原來(lái)的方波，變成了準(zhǔn)正弦波。輸入功率因數(shù)cosφ=1。

(a)? 補(bǔ)償前的電網(wǎng)電流

(b)? 補(bǔ)償后的電網(wǎng)電流

(c)? 有源濾波器輸出電流

α=30°,μ=15°,L=3.4mH,f=5kHz

圖8仿真波形

3.3? 控制方式

??? 電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器的控制方式，最好采用線性Delta滯環(huán)PWM控制方式，這是由于補(bǔ)償電流參考值的變化是不均勻的，在換向期間變化較大，為了能夠準(zhǔn)確跟蹤，采用線性Delta滯環(huán)PWM控制，其電路與工作波形如圖9所示。

(a)? 控制電路

(b)? 工作波形

圖9? 線性Delta控制電路與工作波形

4? 三相電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器與在線UPS

??? 用戶電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器與在線補(bǔ)償式UPS電路如圖10所示，它是由與電路串聯(lián)的市電穩(wěn)壓濾波器，和與電路并聯(lián)的電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器組成的。當(dāng)直流電路并入蓄電池，變壓器T_r的變比k=1：1時(shí)就是補(bǔ)償式在線UPS；而不并入蓄電池，k=0.25：1時(shí)就是電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器。

圖10? 用戶電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器與在線UPS電路框圖

??? 當(dāng)作為在線UPS應(yīng)用時(shí)，如果市電存在，則電路運(yùn)行在電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器狀態(tài)；當(dāng)市電斷電時(shí)，電路工作在UPS狀態(tài)。市電穩(wěn)壓濾波器（圖10中逆變器Ⅰ）由給定正弦基準(zhǔn)電壓驅(qū)動(dòng)提供有功功率，電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器（圖10中逆變器Ⅱ）提供無(wú)功功率，保證供電不間斷，轉(zhuǎn)換時(shí)間等于零。蓄電池由逆變器Ⅰ和Ⅱ共同充電。

??? 當(dāng)作為電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器應(yīng)用時(shí)，市電穩(wěn)壓濾波器可以穩(wěn)定、凈化市電輸入電壓，電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器可以補(bǔ)償無(wú)功電流和凈化電流中的諧波，使供電質(zhì)量大大提高，用戶負(fù)載不受已遭污染的市電電網(wǎng)的影響；用戶自己的非線性負(fù)載引起的電流畸變也不污染市電電網(wǎng)。所以市電穩(wěn)壓濾波器可以等效成一個(gè)正弦電流源，電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器可以等效成一個(gè)正弦電壓源。工作于電流源的雙向逆變器Ⅰ，和工作于電壓源的雙向逆變器Ⅱ，可以互為電源，互為對(duì)方傳輸電能協(xié)調(diào)工作。例如對(duì)于市電穩(wěn)壓濾波器的逆變器Ⅰ，當(dāng)市電電壓高于給定電壓時(shí)，逆變器Ⅰ吸收功率，對(duì)電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償，其吸收的功率通過(guò)逆變器Ⅱ以電流形式轉(zhuǎn)送到負(fù)載；當(dāng)市電電壓低于給定電壓時(shí)，逆變器Ⅰ輸出功率，對(duì)電壓進(jìn)行正補(bǔ)償，其輸出的功率通過(guò)逆變器Ⅱ以電流形式從市電電網(wǎng)輸入。逆變器Ⅱ?qū)ω?fù)載電流的無(wú)功與諧波電流的補(bǔ)償，所需的能量也是由逆變器Ⅰ供給和輸出的。

4.1? 主電路逆變器的選型

??? 主電路逆變器Ⅰ和Ⅱ的選型，與三相電路型式和用戶要求有關(guān)。對(duì)于三相三線制系統(tǒng)可以選用三相半橋式逆變器；對(duì)于要求輸出相電壓的三相四線制系統(tǒng)，則必須選用三個(gè)單相全橋逆變器，或選用三相四橋臂逆變器。其原因有兩個(gè)：一是可以輸出相電壓，可以向不對(duì)稱負(fù)載供電；二是當(dāng)一相出現(xiàn)故障時(shí)，另外兩相還可以供電，提高了供電的可靠性。

??? 如果需要將三相三線制市電改成三相四線制供電時(shí)，可以用中性點(diǎn)形成變壓器形成中性點(diǎn)。中性點(diǎn)變壓器是變比為1：1的自耦變壓器。

4.2? 電能質(zhì)量的檢測(cè)與控制電路

??? 電能質(zhì)量檢測(cè)法有多種，例如基于Fryze時(shí)域分析的有功電流分離法；基于頻域分析的FFT檢測(cè)法；基于自適應(yīng)干擾抵消原理的閉環(huán)檢測(cè)法等。我們選擇了具有較好實(shí)時(shí)性，在三相系統(tǒng)得到廣泛應(yīng)用的基于廣意瞬時(shí)無(wú)功理論檢測(cè)法。此法是1983年由日本學(xué)者赤木泰文先生提出的。當(dāng)已知三相瞬時(shí)值電壓或電流時(shí)，用下面給出的方程式將其在靜止坐標(biāo)中的向量變換到以基頻速度ω旋轉(zhuǎn)的dqo坐標(biāo)上：

??? i_dqo==·=

??? 變換后的信號(hào)與原信號(hào)減少一個(gè)基波頻率即50Hz。所以dqo變換是一種差頻變換，輸入信號(hào)中的基頻、5次、7次等諧波，變換到dqo坐標(biāo)上時(shí)，為直流、4次、6次等諧波。因此，上式中d軸電流直流分量對(duì)應(yīng)于負(fù)載基波有功功率，q軸電流直流分量對(duì)應(yīng)于負(fù)載基波相位移無(wú)功功率，d軸交流分量和q軸交流分量對(duì)應(yīng)于負(fù)載高次諧波無(wú)功功率，o軸分量i_o對(duì)應(yīng)于基波不對(duì)稱無(wú)功功率。

??? 上述方法可以分離出有功分量、無(wú)功分量，諧波和三相電壓或電流的不對(duì)稱度。由于此法可以把三相基波電壓或電流變換成直流值表示，所以消除了頻變和相位不一致造成的影響，因此三相基準(zhǔn)參考信號(hào)可以不必再與市電同步鎖相了，可以利用變換成的直流信號(hào)進(jìn)行比較，避免了同步鎖相過(guò)程的干擾。

4.2.1? 市電穩(wěn)壓濾波器的檢測(cè)控制電路

??? 為了檢測(cè)出市電電壓基波的大小變化，諧波和不對(duì)稱度，采用了如圖11所示的檢測(cè)電路。三相正弦基準(zhǔn)參考電壓u_ar、u_br、u_cr，通過(guò)dqo變換及低通濾波器，得到dqo坐標(biāo)的直流基準(zhǔn)參考值和u_or。市電電壓u_a、u_b、u_c經(jīng)dqo變換，得到，和uo；將這些值與、u_or進(jìn)行比較，將得到的誤差值u_df、u_qf、u_of進(jìn)行dqo反變換即可得到反應(yīng)市電基波變化，諧波和不對(duì)稱度的誤差值Δu_a＋u_ah，Δu_b＋u_bh，Δu_c＋u_ch。用這些誤差值作為SPWM逆變器的調(diào)制波，通過(guò)圖3（a）所示的電路，即可得到市電穩(wěn)壓濾波器（逆變器Ⅰ）的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

??? 檢測(cè)電路中的低通濾波器電路如圖11（b）所示，其傳遞函數(shù)為

??? H(s)=

??? 這是一種三階切比雪夫低通模擬式濾波器，按照?qǐng)D中給出的參數(shù)，截止頻率為22Hz。

（a）檢測(cè)電路

(b)低通濾波器電路

圖11市電電壓檢測(cè)電路

4.2.2? 電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器的檢測(cè)控制電路

??? 檢測(cè)電路如圖12所示。將輸入電流i_a、i_b、i_c進(jìn)行dqo變換及低通濾波器得到反應(yīng)基波電流的，切除經(jīng)dqo反變換即可得到只含有功成分的正弦波電流i_ap、i_bp、i_cp。用此電流與負(fù)載電流i_aL、i_bL、i_cL進(jìn)行比較，就可以得到僅包含無(wú)功與諧波的補(bǔ)償電流參考值。然后用圖9所示的Delta控制電路，就可以得到電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器（逆變器Ⅱ）的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖12電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器的檢測(cè)電路

4.3? 電能補(bǔ)償器與在線UPS給用戶帶來(lái)的好處

??? 電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器與在線UPS，可以給用戶帶來(lái)如下好處：

??? 1）可以使輸入電能的質(zhì)量大大提高，使輸入電壓精度由原來(lái)的(±10～±20）％提高到±1％，波形畸變率減小到3％以內(nèi)，輸入功率因數(shù)提高到96％。

??? 2）逆變器Ⅰ和Ⅱ只承擔(dān)標(biāo)稱功率的20％，工作效率可以高達(dá)96％，過(guò)載能力強(qiáng)。

??? 3）可以大大減小負(fù)載設(shè)備的故障率，延長(zhǎng)了負(fù)載壽命，提高了負(fù)載的可靠性。

??? 4）切斷了市電與負(fù)載之間諧波影響，已遭污染的市電不影響負(fù)載的工作，非線性負(fù)載產(chǎn)生的諧波也不污染市電。

??? 5）在線UPS運(yùn)行時(shí)，市電故障的切換時(shí)間為零，多臺(tái)UPS可以并聯(lián)運(yùn)行，擴(kuò)容方便。

??? 6）是一種綠色電源，可滿足任何負(fù)載要求。

??? 7）輸出能力強(qiáng)，過(guò)載能力可達(dá)200％1min，負(fù)載電流峰值系數(shù)為5：1，對(duì)負(fù)載電流浪涌系數(shù)沒(méi)有限制，可直接起動(dòng)負(fù)載，輸出kW值等于標(biāo)稱kVA值，克服了UPS自身不可克服的缺點(diǎn)。

5? 結(jié)語(yǔ)

??? 本文介紹的用戶電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器與補(bǔ)償式在線UPS，在美國(guó)和日本已經(jīng)商品化，如美國(guó)電力轉(zhuǎn)換公司APC已將這項(xiàng)技術(shù)應(yīng)用到在線UPS中，生產(chǎn)出了Silcon DP300E系列在線式大功率UPS，與傳統(tǒng)在線UPS相比使多項(xiàng)指標(biāo)得到了改善和突破。目前我國(guó)尚未開(kāi)發(fā)，但已受到重視，有的高校和科研部門(mén)正在著手研制。預(yù)計(jì)不久將會(huì)在我國(guó)得到普遍的推廣和應(yīng)用。