利用計算機設計單片開關電源講座

第六講

單片開關電源工作模式的設定及反饋理論分析

摘要：首先介紹單片開關電源連續模式和不連續模式的設定方法，然后以TOPSwitch的基本反饋電路為例，對這兩種工作模式的反饋理論作深入分析。
關鍵詞：單片開關電源；連續模式；不連續模式；設定

單片開關電源有兩種基本工作模式，一種是連續傳輸模式（簡稱連續模式）；另一種為不連續傳輸模式（簡稱不連續模式）。下面首先介紹兩種工作模式的設定方法及功耗比較，然后闡述兩種工作模式的反饋理論。

1單片開關電源兩種工作模式的設定
1.1連續模式及不連續模式的特點
連續模式的特點是高頻變壓器在每個開關周期都是從非零的能量儲存狀態開始的。不連續模式的特點是儲存在高頻變壓器中的能量在每個開關周期內都要完全釋放掉。由圖1所示開關電流波形上可以看出二者的區別。連續模式的開關電流先從一定幅度開始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零。此時，初級脈動電流（IR）與峰值電流（IP）的比例系數KRP<1.0，即

不連續模式的開關電流則是從零開始上升到峰值，再迅速降到零。此時KRP=1.0，即
IP=IP（2）
1.2工作模式的設定
利用IR與IP的比例關系，亦即KRP的數值，可以定量地描述單片開關電源的工作模式。KRP的取值范圍是0～1.0。若取IR=IP，即KRP=1.0，就將開關電源設定在不連續模式。當IR 1）當0 2）理想情況下，IR=0，KRP=0，表示處于絕對連續模式，或稱作極端連續模式，此時初級電感量LP→∞，而初級開關電流呈矩形波。
實際上在連續模式與不連續模式之間并無嚴格界限，而是存在一個過渡過程。對于給定的交流輸入電壓范圍，KRP值較小，就意味著更為連續的工作模式和相對較大的初級電感量，并且初級的IP和IRMS較小，此時可選用功率較小的TOPSwitch芯片和較大尺寸的高頻變壓器來實現優化設計。反之，KRP值較大，就表示連續程度較差，初級電感量較小，而IP與IRMS較大，此時須采用功率較大的TOPSwitch芯片，配尺寸較小的高頻變壓器。
綜上所述，選擇KRP值就能設定開關電源的工作模式。設定過程為：連續模式。對于85～265V寬范圍輸入或230V固定輸入的交流電壓，選擇KRP=0.6～1.0比較合適。
1.3兩種工作模式的功耗比較
下面給出兩個設計實例，能夠說明在寬范圍輸入時，KRP=1.0（不連續模式）、KRP=0.4（連續模式）所對應的IP與IRMS值的變化情況。由此可對兩種工作模式下的TOPSwitch功率損耗加以比較。
1）不連續模式的設計實例
已知工作參數：KRP=1.0，UImin=90V，Dmax=0.6，PO=30W，電源效率η=80％。
初級峰值電流IP既可表示為IR和KRP的函數，又可表示為基本參數（PO、UImin、Dmax、η）和IR的函數。有關系式

把UImin=90V，Dmax=0.6，η=80％，PO=30W，KRP=1.0代入（5）式中計算出IP=1.39A。進而求出初級電流有效值

2）連續模式的設計實例
已知工作參數：KRP=0.4，UImin=90V，Dmax=0.4，PO=30W，η=80％。與上例的區別僅是KRP變成0.4，Dmax降至0.4，這就表示工作在更為連續的模式。同理可計算出IP′=0.87A，IRMS′=0.54A。
不難求出，連續模式的峰值電流僅為不連續模式峰值電流的63％，而有效值電流是不連續模式的87％。由此可見，對于給定的TOPSwitch芯片，兩種工作模式下的功耗之比為

這表明在同樣條件下，采用連續模式可比不連續模式減小24.3％的功耗。換言之，對于同樣的輸出功率，采用連續模式可使用功率較小的TOPSwitch芯片，或者允許TOPSwitch工作在較低的損耗下。此外，設計成連續模式時，初級電路中的交流成分要比不連續模式低，并能減小趨膚效應以及高頻變壓器的損耗。
2單片開關電源的反饋理論分析
下面以TOPSwitch的基本反饋電路為例，對不連續模式和連續模式的反饋理論作深入分析。需要說明，這里講的反饋理論僅討論初級繞組與輸出電路之間的相互作用。這與由反饋繞組及其外圍電路構成的控制電路是兩個概念，后者專用來調節占空比的，因此下述討論不涉及反饋繞組。
2.1基本反饋過程
TOPSwitch系列單片開關電源可視為單片組合器件，它將高壓功率開關管(MOSFET)以及所需全部模擬與數字電路組合在一起，完成輸出隔離、脈寬調制及多種保護功能。TOPSwitch的基本反饋電路如圖2所示。對該電路稍加改動，即可實現單路或多路輸出、升壓或降壓輸出、正壓或負壓輸出。
在TOPSwitch的基本反饋電路中，高頻變壓器具有能量儲存、隔離輸出和電壓變換這三大功能。圖中的NP、NS、NF分別代表初級繞組、次級繞組、反饋繞組以及各自的匝數。瞬態電壓抑制器（TVS）和超快恢復二極管（SRD）構成了鉗位保護電路，能吸收初級漏感所產生的尖峰電壓。VD為輸出整流管，C2是輸出濾波電容，RL為負載電阻。UO為輸出電壓。圖2中省略了交流輸入及整流濾波電路。交流電經過整流橋和濾波電容，產生直流輸入高壓UI，當TOPSwitch導通時VD處于截止狀態，而初級電流沿斜線上升。有公式

式中，IPRI為初級（PRIMARY）電流，它包含著峰值電流IP和脈動電流IR。II是初級電流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏－源導通電壓，tON為導通時間。由于VD截止，初級與輸出負載隔離，因此原來儲存在C2上的電能就給負載供電，維持輸出電壓不變。此時電能以磁場能量的形式儲存在高頻變壓器內。
在TOPSwitch關斷期間，高頻變壓器中的磁通量開始減小，并且次級繞組的感應電壓極性發生變化，使得VD因正向偏置而導通。儲存在高頻變壓器中的能量就傳輸到輸出電路，一方面給RL供電，另一方面還給C2重新充電。次級電流就從初始值按下式衰減：

式中，IS為次級(SECONDARY)電流，IPNP／NS為次級電流的初始值。IP為初級電流在TOPSwitch導通結束前的峰值。UF1為輸出整流管VD的正向導通壓降。tOFF是TOPSwitch的關斷時間。在TOPSwitch關斷期間，如次級電流IS衰減到零，輸出電流就由C2來提供。
TOPSwitch有兩種工作方式，這取決于關斷期間最后的IS值。若在關斷期間IS衰減到零，就工作在不連續方式。若IS的衰減結果仍大于零，則工作在連續模式。
2.2實際情況下兩種工作模式的反饋原理
在理想情況下，不考慮反饋電路中寄生元件（分布電容和泄漏電感）的影響。但實際情況下必須考慮分布電容和泄漏電感的影響，因此在工作波形中存在尖峰電壓和尖峰電流。
1）實際不連續模式的反饋原理
實際不連續模式的工作波形及簡化電路原理如圖3所示。由圖3（b）可見，在不連續模式下每個開關周期被劃分成3個階段。另外，在實際電路中還存在著3個寄生元件：初級繞組的漏感LP0，次級繞組的漏感LS0，分布電容CD。其中，CD是TOPSwitch的輸出電容COSS與高頻變壓器初級繞組的分布電容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。下面專門討論這些寄生元件對電路的影響。

在階級1，隨著TOPSwitch導通，CD就放電。上一周期結束時儲存在CD上的能量ED在初始就被釋放掉。因為ED與UCD2成正比，所以當CD的容量較大時，電源效率會明顯降低，這在UI很高時更是如此。需要說明，在階段1因高頻變壓器正在儲存能量且次級繞組的電流為零，故漏感的影響可不予考慮。
在階段2，TOPSwitch關斷。上一階段中高頻變壓器儲存的能量傳輸給次級繞組。此時漏感LP0和LS0都試圖阻礙電流的變化。具體講，LP0是要阻礙初級電流IPRI的減少，而LS0試圖阻礙次級電流IS的增大。于是在IPRI減小和IS增大的過程中，就形成一個“交叉區”。最終結果是IPRI沿斜線降為零，其斜率由漏感LP0和初級電壓所決定；IS則沿斜線上升到峰值ISP，斜率由漏感LS0和次級電壓所決定。關鍵問題是在交叉區內初級電流必須保持連續。當被衰減的初級電流流過CD時，就將CD充電到UP。這個由漏感LP0產生的峰值電壓就疊加在UDS的波形上，形成漏感尖峰電壓，亦稱作漏－源峰值脈沖。有關系式
UDS=UI＋UOR＋UP（8）
在實際電路中利用鉗位保護電路，可將UDS鉗制在TOPSwitch的漏－源擊穿電壓額定值（700V或350V，視芯片而定）以下，避免因UP使UDS升高而損壞芯片。
在階段3，感應電壓UOR降為零。高頻變壓器已將在階段1存儲的能量全部釋放掉，使漏－源電壓從階段2結束時的UDS=UI＋UOR，降低到UDS≈UI。但由于該電壓變化又通過激勵由雜散電容和初級電感構成的諧振電路，產生衰減震蕩波形，并疊加到UDS波形上，直到TOPSwitch再次導通時才停振，因此在階段3的UDS波形出現了波谷與波峰。顯然，這個衰減振蕩波形對CD上的電壓和能量，起到了“調制”作用，并在下一個開關周期開始時，決定轉換的功率損耗。
2）實際連續模式的反饋原理
實際連續模式的反饋電路中也存在著與不連續模式相同的寄生元件，另外還需考慮輸出電路的實際特性。理想的整流管應當沒有正向導通壓降和反向恢復時間。結型整流管的反向恢復時間是由少數載流子通過二極管結點而產生的，肖特基二極管則是由結電容引起的。對于單片開關電源，推薦使用反向恢復時間極短的肖特基二極管，或者超快恢復二極管作為輸出整流管。不得使用普通低速整流管，因為后者不僅使得高頻損耗增大、效率降低，還會造成整流管的熱擊穿。
實際連續模式的工作波形如圖4所示。在階段1，TOPSwitch開始導通時次級仍有電流通過，這說明在導通瞬間，UDS=UI＋UOR，而不是UDS=0。其結果是TOPSwitch導通功耗比不連續模式要高一些。這是由于在分布電容CD上還存儲額外能量的緣故。此外，在次級繞組輸出關斷之前，還必須對次級漏感LS0充電，致使在IS增大、IPRI減小過程中又產生了電流交叉現象。一旦LS0被充好電，輸出整流管就被反向偏置而截止，使次級電流IS變為零，而IS的這一變化又感應到初級繞組，導致初級電流波形的前沿出現了一個反向恢復電流峰值（尖峰電流）。該尖峰電流使初級電流瞬間突然增大，很容易造成內部過流保護電路誤動作。為此，TOPSwitch內部專門設計了前沿閉鎖電路。其作用就是在TOPSwitch剛導通時將過流比較器輸出的上升沿封鎖180ns的時間，以便能躲過尖峰電流，防止造成誤觸發。

在TOPSwitch的關斷期間，也不存在階段3，只有階段2。在關斷的瞬間受漏感LP0和LS0的影響，初級電流和次級電流也會形成一個交叉區，這使得UDS上升到（UI＋UOR）。但與不連續模式所不同的是，感應電壓UOR將一直存在到TOPSwitch再次導通為止，所以不存在UOR降到零后的時間間隔（即階段3）。

參考文獻

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[2]沙占友等．單片開關電源技術講座[J]．電源技術應用，2000,(8～12).
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