圖 1 顯示了一個采用鋰離子電池供電的典型低功耗系統。電池的可用輸出范圍是 3 V到 4.2V，而IC需要 0.8 V、1.8 V、 2.5 V和 2.8 V電壓。為將電池電壓降至較低的直流電壓，一種簡單的方法是運用低壓差調節器（LDO）。不過，當VIN遠高于 VOUT時，未輸送到負載的功率會以熱量形式損失，導致LDO 效率低下。一種常見的替代方案是采用開關轉換器，它將能量交替存儲在電感的磁場中，然后以不同的電壓釋放給負載。這種方案的損耗較低，是一種更好的選擇，可實現高效率運行。本文介紹降壓型轉換器，它提供較低的輸出電壓。升壓型轉換器將另文介紹，它提供較高的輸出電壓。內置 FET作為開關的開關轉換器稱為開關調節器，需要外部FET的開關轉換器則稱為開關控制器。多數低功耗系統同時運用 LDO和開關轉換器來實現成本和性能目標。

圖 1. 典型低功耗便攜式系統

　　降壓調節器包括 2 個開關、2 個電容和 1 個電感，如圖 2 所示。非交疊開關驅動機制確保任一時間只有一個開關導通，避免發生不良的電流“直通”現象。在第 1 階段，開關B斷開，開關A閉合。電感連接到VIN，因此電流從VIN流到負載。由于電感兩端為正電壓，因此電流增大。在第 2 階段，開關A斷開，開關B閉合。電感連接到地，因此電流從地流到負載。由于電感兩端為負電壓，因此電流減小，電感中存儲的能量釋放到負載中。

圖 2. 降壓轉換器拓撲結構和工作波形

　　注意，開關調節器既可以連續工作，也可以斷續工作。連續導通以連續導通模式（CCM）工作時，電感電流不會降至 0；以斷續導通模式（DCM）工作時，電感電流可以降至 0。低功耗降壓轉換器很少在斷續導通模式下工作。設計的，電流紋波（如圖 2中的ΔI 所示）通常為標稱負載電流的 20%到 50%。

　　在圖 3 中，開關 A 和開關 B 分別利用 PFET 和 NFET 開關實現，構成一個同步降壓調節器。“同步”一詞表示將一個 FET 用作低端開關。用肖特基二極管代替低端開關的降壓調節器稱為“異步”（或非同步）型。處理低功率時，同步降壓調節器更有效，因為 FET 的壓降低于肖特基二極管。然而，當電感電流達到 0 時，如果底部 FET 未釋放，同步轉換器的輕載效率會降低，而且額外的控制電路會提高 IC 的復雜性和成本。

圖 3. 降壓調節器集成振蕩器、PWM控制環路和開關 FET

　　目前的低功耗同步降壓調節器以脈寬調制（PWM）為主要工作模式。PWM保持頻率不變，通過改變脈沖寬度（tON）來調整輸出電壓。輸送的平均功率與占空比D成正比，因此這是一種向負載提高功率的有效方式。

　　FET 開關由脈寬控制器控制，后者響應負載變化，利用控制環路中的電壓或電流反饋來調節輸出電壓。低功耗降壓轉換器的工作頻率范圍一般是 1 MHz 到 6 MHz。開關頻率較高時，所用的電感可以更小，但開關頻率每增加一倍，效率就會降低大約 2%。

　　在輕載下，PWM 工作模式并不總是能夠提高系統效率。以圖形卡電源電路為例，視頻內容改變時，驅動圖形處理器的降壓轉換器的負載電流也會改變。連續 PWM 工作模式可以處理寬范圍的負載電流，但在輕載下，調節器所需的功率會占去輸送給負載的總功率的較大比例，導致系統效率迅速降低。針對便攜應用，降壓調節器集成了其它省電技術，如脈沖頻率調制（PFM）、脈沖跳躍或這兩者的結合等。

　　ADI公司將高效率輕載工作模式定義為“省電模式”（PSM）。進入省電模式時，PWM調節電平會產生偏移，導致輸出電壓上升，直至它達到比PWM調節電平高約 1.5%的電平，此時 PWM工作模式關閉，兩個功率開關均斷開，器件進入空閑模式。COUT可以放電，直到VOUT降至PWM調節電壓。然后，器件驅動電感，導致VOUT再次上升到閾值上限。只要負載電流低于省電模式電流閾值，此過程就會重復進行。

　　ADP2138 是一款緊湊型 800 mA、3 MHz、降壓 DC-DC 轉換器。圖 4所示為典型應用電路。圖 5顯示了強制 PWM工作模式下和自動 PWM/PSM 工作模式下的效率改善情況。由于頻率存在變化，PSM 干擾可能難以濾除，因此許多降壓調節器提供一個 MODE 引腳（如圖 4 所示），用戶可以通過該引腳強制器件以連續 PWM 模式工作，或者允許器件以自動 PWM/PSM 模式工作。MODE 引腳既可以通過硬連線來設置任一工作模式，也可以根據需要而動態切換，以達到省電目的。

圖 4. ADP2138/ADP2139典型應用電路

圖 5. ADP2138的效率：（a） 連續 PWM模式；（b） PSM模式

　　降壓調節器提高效率

　　電池的續航時間是新型便攜式設備設計高度關注的一個特性。提高系統效率可以延長電池工作時間，降低更換或充電的頻度。例如，一個鋰離子充電電池可以使用ADP125 LDO以 0.8 V電壓驅動一個 500 mA負載，如圖 6 所示。該LDO的效率只有 19% （VOUT/VIN × 100% = 0.8/4.2 × 100%）。LDO無法存儲未使用的能量，因此剩余的 81%的功率（1.7 W）只能以熱量形式在LDO內部耗散掉，這可能會導致手持式設備的溫度迅速上升。如果使用ADP2138 開關調節器，在 4.2 V輸入和 0.8 V輸出下，工作效率將是 82%，比前一方案的效率高出 4 倍多，便攜式設備的溫度升幅將大大減小。這些系統效率的大幅改善使得開關調節器大量運用于便攜式設備。

降壓轉換器關鍵規格和定義

　　輸入電壓范圍：降壓轉換器的輸入電壓范圍決定了最低的可用輸入電源電壓。規格可能提供很寬的輸入電壓范圍，但VIN 必須高于VOUT才能實現高效率工作。例如，要獲得穩定的 3.3 V輸出電壓，輸入電壓必須高于 3.8 V。

　　地電流或靜態電流：IQ是未輸送給負載的直流偏置電流。器件的IQ越低，則效率越高。然而，IQ可以針對許多條件進行規定，包括關斷、零負載、PFM工作模式或PWM工作模式。因此，為了確定某個應用的最佳降壓調節器，最好查看特定工作電壓和負載電流下的實際工作效率數據。

　　關斷電流： 這是使能引腳禁用時器件消耗的輸入電流，對低功耗降壓調節器來說通常遠低于 1?A。這一指標對于便攜式設備處于睡眠模式時電池能否具有長待機時間很重要。

　　輸出電壓精度： ADI 公司的降壓轉換器具有很高的輸出電壓精度，固定輸出器件在工廠制造時就被精確調整到±2%之內（25°C）。輸出電壓精度在工作溫度、輸入電壓和負載電流范圍條件下加以規定，最差情況下的不精確性規定為±x%。

　　線路調整率： 線路調整率是指額定負載下輸出電壓隨輸入電壓變化而發生的變化率。

　　負載調整率： 負載調整率是指輸出電壓隨輸出電流變化而發生的變化率。對于緩慢變化的負載電流，大多數降壓調節器都能保持輸出電壓基本上恒定不變。

　　負載瞬變：如果負載電流從較低水平快速變化到較高水平，導致工作模式在 PFM 與 PWM 之間切換，或者從 PWM 切換到 PFM，就可能產生瞬態誤差。并非所有數據手冊都會規定負載瞬變，但大多數數據手冊都會提供不同工作條件下的負載瞬態響應曲線。

　　限流：ADP2138 等降壓調節器內置保護電路，限制流經 PFET 開關和同步整流器的正向電流。正電流控制限制可從輸入端流向輸出端的電流量。負電流限值防止電感電流反向并流出負載。

　　軟啟動：內部軟啟動功能對于降壓調節器非常重要，它在啟動時控制輸出電壓緩升，從而限制浪涌電流。這樣，當電池或高阻抗電源連接到轉換器輸入端時，可以防止輸入電壓下降。器件使能后，內部電路開始上電周期。

　　啟動時間是指使能信號的上升沿至VOUT達到其標稱值的 90%的時間。這個測試通常是在施加VIN、使能引腳從斷開切換到接通的條件下進行。在使能引腳連接到VIN的情況下，當VIN從關斷切換到開啟時，啟動時間可能會大幅增加，因為控制環路需要一定的穩定時間。在調節器需要頻繁啟動和關閉以節省功耗的便攜式系統中，調節器的啟動時間是一個重要的考慮因素。

　　熱關斷（TSD）： 當結點溫度超過規定的限值時，熱關斷電路就會關閉調節器。極端的結溫可能由工作電流高、電路板冷卻不佳或環境溫度高等原因引起。保護電路包括一定的遲滯，防止器件在芯片溫度降至預設限值以下之前返回正常工作狀態。

　　100%占空比工作： 隨著VIN下降或ILOAD上升，降壓調節器會達到一個限值：即使PFET開關以 100%占空比導通，VOUT仍低于預期的輸出電壓。此時，ADP2138 平滑過渡到可使PFET 開關保持 100%占空比導通的模式。當輸入條件改變時，器件立即重新啟動PWM調節，VOUT不會過沖。

　　放電開關： 在某些系統中，如果負載非常小，降壓調節器的輸出可能會在系統進入睡眠模式后的一定時間內仍然保持較高水平。然而，如果系統在輸出電壓放電之前啟動上電序列，系統可能會發生閂鎖，或者導致器件受損。當使能引腳變為低電平或器件進入欠壓閉鎖/熱關斷狀態時，ADP2139 降壓調節器通過集成的開關電阻（典型值 100 Ω）給輸出放電。

　　欠壓閉鎖： 欠壓閉鎖（UVLO）可以確保只有在系統輸入電壓高于規定閾值時才向負載輸出電壓。UVLO 很重要，因為它只在輸入電壓達到或超過器件穩定工作要求的電壓時才讓器件上電。

　　結束語

　　低功耗降壓調節器使開關DC-DC轉換器設計不再神秘。ADI 公司提供一系列高集成度、堅固耐用、易于使用、高性價比的降壓調節器，只需極少的外部元件就能實現高工作效率。系統設計師可以使用數據手冊應用部分提供的設計計算，或者使用 ADIsimPowerTM設計工具。