一、一種新型獨立太陽能發電系統充放電電路拓撲

　　摘要：提出了一種新型充放電電路拓撲及其控制方法，運行靈活，能使光伏系統工作于最佳狀態，解決了光伏電池最大功率跟蹤和蓄電池最佳充電之間的沖突，提高了系統的效率和可靠性，還能用于其它新能源發電系統。

　　1 引言

　　在獨立太陽能發電系統中，為了降低成本、提高效率和可靠性，既要使光伏電池輸出最大功率，又要使蓄電池正確充放電，同時還要最大限度地利用所發電能。在目前的光伏系統中，這三者的實現存在矛盾，通常只顧及到一個方面，如只追蹤光伏電池最大功率點而放棄蓄電池的最佳充放電，從而限制了系統的效率和壽命。本文將就此問題進行研究探討，并設計一套高效充放電電路，提出相應的控制策略。

　　2 光伏發電系統充放電所面臨的問題

　　2.1 光伏電池的運行特點

　　光伏電池所發功率取決于照射到其表面的太陽輻射量。由于受到當地緯度、經度、時間、空氣狀態及氣象條件等各種因素的影響，實際上在某個地方所能接收到的輻射量時時刻刻都在變化著，偶然的陰影遮蔽也會使輸出功率降低，因此，光伏電池所發功率是不斷變化的。圖1是光伏電池的I—V與P—V特性曲線［1］，圖2是其輸出變量與溫度的關系曲線［1］，可以看出光伏電池的輸出最大功率點Pmax、短路電流Isc、開路電壓Voc隨著輻射強度、環境溫度在不停地變化，所以，光伏發電系統要不停地調整，以使光伏電池工作于最大功率點上，但這又同時使得光伏電池的輸出電流、電壓在不斷變化，即輸出功率是不斷變化的。

　　圖1 光伏電池的I—V和P—V特性曲線

　　圖2 光伏電池輸出變量Pmax，Voc和Isc的相對值（對應于25℃時）與溫度的關系

　　2.2 鉛酸蓄電池充放電特性

　　目前，免維護鉛酸蓄電池作為儲能設備，由于維護量小，使用方便等優點，在光伏系統中得到大量應用。在獨立太陽能發電系統中，其充放電方式與傳統充放電方式不同，既要因夜間帶負荷而需要循環充放電，又要在蓄電池快充滿時進行浮充。而鉛酸蓄電池有其充放電特性，如不按照其充放電特性進行充放電就會造成損壞且效率較低，日常的合理維護措施是必不可少的。目前，在光伏系統中蓄電池是一個薄弱環節，鉛酸蓄電池用于光伏系統后壽命縮短，限制了光伏系統的使用壽命，增加了系統的成本和維護費用。研究發現，問題在于蓄電池用于光伏時，充電電流較小和充電時間受限。涓流充電和部分放電容易造成電極上樹枝狀晶體的生長，導致所謂的記憶效應，蓄電池的充電容量將會降低；強行過充電會使電解液分解，產生氣體，造成電解液的丟失［2］。也有人指出，在光伏系統中限制蓄電池壽命的主要因素是蓄電池中的酸分層。在光伏系統中，由于蓄電池一般都處于欠充狀態，進一步擴大了蓄電池底部和頂部的硫酸濃度之差，加劇了硫酸鹽化和容量損失。同時小電流放電下所形成的PbSO4結晶顆粒粗大，這種結晶溶解困難，最終影響了蓄電池的壽命。在光伏系統中，蓄電池的放電率要比蓄電池應用在其他場合低［3］。

　　光伏電池板比較昂貴，在目前的光伏發電效率下，最大限度地節約所發出的電能是降低成本的一個有效途徑，因此，要盡可能地存儲和利用所發出的電能，減少光伏電池的空運行。而光伏系統的特點決定了鉛酸蓄電池欠充的可能性比較大。目前，在設計光伏系統時，將光伏電池和負載及蓄電池進行固定匹配［4］［5］，同時，存在上面空運行和欠充兩個問題，其基本電路結構如圖3所示。DC/DC變換器的輸出端直接與蓄電池和負載相連，這樣做可以避免過充，但卻無法解決可能出現的欠充，蓄電池缺乏有效保護，得不到最佳充電，長此下去將導致蓄電池壽命降低，增加了系統維護費用。另外，當光伏電池輸出功率較大時，由于負載一般不隨意變化，在一定時間段內就可能出現充電功率過大現象，需要啟動保護電路限制充電強度，這樣勢必會造成能源浪費，間接地增加了系統發電成本。同樣，由于負載的不確定性，在蓄電池單獨供電時就會出現所有電池單元部分放電現象，即蓄電池不能完全放電，這樣對蓄電池也是有害的。

　　圖3 傳統系統電路圖

　　3 系統拓撲結構及其控制方案

　　對于上述問題，本文提出了一種新型充放電電路拓撲，采用動態功率跟蹤匹配法加以控制。即根據實時功率差，動態地匹配充放電的蓄電池容量（蓄電池個數），也就是動態地變換系統結構，從而實現最佳充放電。系統電路如圖4所示，光伏電池經DC/DC變換器與負載和充電電路相連。負載可以變化。充電電路由直流母線和多個蓄電池充電單元組成，每個充放電單元包括雙向DC/DC變換電路Hn和蓄電池Bn兩部分。雙向DC/DC變換電路如圖5所示，蓄電池側為低壓側，能夠實現升壓和降壓［6］。該雙向變換電路能實現高低壓側的有效電氣隔離，效率高，控制靈活。與傳統光伏系統相比，本系統運行靈活，高效可靠，整體壽命得到提高；另一個很大的優點是，容易進行規模擴充，易實現模塊化系統集成，能夠較好地解決蓄電池在目前的光伏發電系統中所面臨的問題。由于蓄電池組容量是可以靈活變化的，所以，需要擴充規模時，只需增加光伏電池板、增加并聯的DC/DC變換器數目、增加蓄電池充電單元、更改控制軟件程序即可。

　　圖4 系統電路圖

　　圖5 雙向DC/DC變換器

　　本系統真正實現了在光伏電池最大功率輸出下對蓄電池進行最佳充放電。由圖1可看出，光伏電池的最大功率點電壓、電流在不同的情況下是變化的。所以，在負載不變的情況下，就需要系統同時調節充電電流來協調光伏電池最大功率跟蹤，這樣才能實現光伏電池最大功率輸出。為了實現光伏電池最大功率輸出時對蓄電池進行最佳充放電，負載確定后，控制器同時同方向調整DC/DC變換器和充電器的占空比D，實現最佳充電，也使放電的蓄電池按最佳放電電流放電。在光伏電池運行于最大功率點的前提下，本系統方案包括：

　　1）規定負載的最高限值，保證蓄電池能完成晚間或陰天的單獨供電。

　　2）充電時，同時調節光伏工作點跟蹤DC/DC變換器和雙向DC/DC變換器，由其動態地確定需充電蓄電池數；

　　3）放電時，同樣要判斷光伏輸出功率和負載功率的最大差，以此來確定參加放電的蓄電池數；

　　4）充放電都要維持蓄電池的最佳充放電模式。

　　從圖4可以看出，直流母線電壓和DC/DC變換器輸出電壓及負載輸入電壓相等，總充放電電流ic為DC/DC變換器輸出電流與負載電流之差。設DC/DC變換器輸出電壓uo，輸出電流io，輸出功率po，負載電流iL，負載功率pL，總充電電流ic，各充放電單元高壓側電流icn，低壓側電流icn′，蓄電池電壓uBn，（n為充放電單元的個數），則

　　Po=uoio，PL=uoiL（1）

　　ic=io－iL=icn（2）

　　另外，對于雙向DC/DC變換器，由功率守恒得出

　　u1i1=u2i2（3）

　　又占空比D=ton/T，則

　　（4）

　　icn=i1=i2=icn′（5）

　　ic=icn′（6）

　　式中：Dn為第n個充電器的開關占空比，充電時為高壓側開關，放電時為低壓側開關。

　　所以，測得icn′后即可得到icn，得到Ic。這樣，控制器實時采集io，uo，iL，icn′，各蓄電池端電壓uBn等各數據，得出控制命令和保護措施。

　　系統充放電流程圖如圖6所示。充放電之前，控制器將滿荷電和已被開啟充放電的蓄電池從荷電量序列中去掉。然后按照各個蓄電池荷電多少對其余電池進行排列，將荷電量不滿且缺量最多的蓄電池Bmax作為第一個充電的電池，然后依次確定充電次序。充電器先從第一個開始充電，即先將第一個充電器與DC/DC變換器一起進行協調控制。當第一個充電器的充電電流達到其蓄電池的最佳充電電流時，轉入保護充電模式，對其開始進行恒流充電。在蓄電池端電壓達到水解電壓（一般為2.3V/單體，高于此值便開始出現電池酸液水解現象）時，轉為恒壓保護充電，并對過充電壓值進行溫度補償，溫度補償系數取－4mV/℃，直至充滿。然后按照上述所說方法開啟第二個充電器，將其添加到被控制隊列中，依次類推。控制器協調各個充電器，使其都盡可能處于最佳充電模式下，并盡可能將先充電的蓄電池充滿。放電時與充電相似，實時計算po與pL之差，并以此計算出需放電的蓄電池數nf，計算時以單個蓄電池的最佳放電電流ifb為條件，即icn′=－ifb，nf=Ic/|icn|。放電順序與充電相同，先從荷電量最大的蓄電池開始放電，以防荷電量小的個體電池完全放電后得不到及時再充。當po與pL之差減小時，以相反的順序斷開充放電單元。當所有蓄電池端電壓到達設置的放電終止電壓后，立刻停止放電，避免發生過放電。可以看出，放電控制比充電控制相對簡單。

　　圖6 充放電系統運行流程圖

　　4 實驗結果

　　為了驗證方案的有效性，進行了相關實驗。出于冗余考慮，實驗用了額定功率3800W的38D1010X400型光伏電池方陣，15只100A·h（20h率），放電深度為60％的蓄電池和一臺1000W的負載、一臺500W的負載，每3個蓄電池串聯為一個單元。其中1000W的負載一直運行，而500W的負載在13時加入，并在15時退出。實驗數據見表1，結果表明，在各充放電電流為最佳的情況下，總充放電電流仍能夠跟蹤光伏電池輸出功率的變化。最大功率跟蹤和蓄電池充放電情況良好，只有一組蓄電池由于負載變化沒有充滿。系統既實現了光伏發電最大功率跟蹤，又對蓄電池實現了最佳充放電。實驗結果與理論分析一致，證明該充放電電路拓撲及其控制方法是可行的。

　　表1 實 驗 數 據

　　時間光伏電池輸出功率/kW充電電流ic/A

　　5:000－10

　　10:001.757.49

　　13:002.4013.98

　　14:002.257.46

　　15:001.828.19

　　18:000.38－6.19

　　二、電壓調整模塊（VRM）拓撲綜述

　　1引言

　　電壓調整模塊（VoltageRegulatorModule，VRM）是分布式電源系統（DistributedPowerSystem，DPS）（圖1）中的核心部件，它緊靠在需要供電的負載旁，可根據不同負載需要獨立調節輸出電壓，實現具有低電壓、大電流、高穩定度輸出，高功率密度，快速響應等優良性能的高質量電源系統。

　　根據輸入電壓的不同，VRM可分為5V、12V、48V輸入等不同種類，其相應的電路拓撲有許多不同之處；根據輸出和輸入間是否隔離，VRM又可分成非隔離型和隔離型兩種。目前，VRM較多地采用5V輸入電壓，但隨著芯片負載電流越來越大，今后分布式電源系統中將較多地采用12V或48V總線電壓的VRM，經變換輸出1V左右電壓供給工作站或服務器CPU芯片。

　　本文對近幾年提出的VRM拓撲作一綜述，對每一種拓撲的結構、原理和主要特點進行簡要介紹，同時介紹了交錯并聯和內置輸入濾波器等新的概念和技術。

　　2非隔離型VRM的主要拓撲

　　2？15V輸入的VRM拓撲

　　非隔離型VRM的拓撲基本上是在傳統的Buck電路基礎上變化或改進得到。圖2所示為低壓VRM中廣泛采用的同步整流Buck電路。由于用低壓MOSFET（其通態電阻很小，mΩ級）代替了肖特基（Schottky）整流管，因此可大大降低通態損耗，從而提高低壓VRM的效率和功率密度。

　　同步整流Buck電路中，濾波電感L一般取得較大，以確保負載變化時Buck電路始終工作于電流連續狀態，減小輸出電流紋波，從而減小濾波電容值，縮小體積，提高電源的功率密度。但在負載瞬態變化過

　　圖1分布式電源系統的一種典型結構［2］

　　圖2同步整流Buck電路

　　圖3QSW工作波形

　　圖4交錯連接QSW和消紋波原理

　　（a）交錯連接原理圖（b）紋波抵消示意圖

　　程中，過大的濾波電感限制了能量的傳輸速度，負載瞬態變化所需要（或產生）的能量幾乎全部由濾波電容提供（或吸收）。特別在大電流負載情況下，必須增加濾波電容（一般采用多電容并聯以減小ESR和ESL），使電源的體積增大，功率密度降低，也增加了產品的制造成本。由此可見，同步整流Buck電路難以滿足今后芯片發展對電源的要求。

　　為了克服同步整流Buck電路在瞬態響應等方面存在的不足，文獻［3］提出了一種準方波（Quasi？Square？

　　Wave，QSW）工作方式的拓撲結構。該電路結構與同步整流Buck電路相同，但其輸出濾波電感L遠遠小于同步整流Buck電路中的L值，使QSW電路的瞬態響應時間很短。從工作波形（圖3）可見，開關Q1和Q2均可以實現接近零電壓開通，使MOSFET的密勒（Miller）效應影響減小，開關損耗和柵極驅動功耗亦減小。但QSW電路也存在著許多問題，首先由于IL的紋波增大，使流過開關管的電流有效值增大，通態損耗增加；其次需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；再次大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應用QSW拓撲的VRM總體效率低于同步整流Buck電路。

　　為了減少QSW電路輸出電流的紋波，同時又能滿足快速瞬態響應的要求，文獻［3］提出了一種交錯并聯技術，將多個QSW電路交錯并聯起來，達到減小輸出紋波電流的目的。圖4所示為其原理圖和紋波抵消原理示意圖。圖5所示為多相交錯并聯QSW的消紋波效果比較。

　　從圖5可以看到，多相QSW電路交錯并聯，并合理地選取同步整流開關控制脈沖占空比，可以明顯減小輸出電流紋波，因此可以用比單相QSW電路中小得多的濾波電容，使電路同時滿足靜態和瞬態變化的要求；交錯并聯QSW電路不僅可以減小輸出電流紋波，同時也減小了輸入電流紋波，使輸入濾波電容減小，電容所占體積減小，加上整個電路的效率提高，使VRM功率密度提高成為可能。

　　2？212V輸入的VRM電路拓撲對Buck電路而言，其電壓轉換比M==D，在輸出電壓一定的條件下，輸入電壓越高，則D越小。圖6所示為同步整流開關控制脈沖占空比D與輸出電壓VO之間的關系曲線，可見，當輸入電壓Vin=12V，輸出電壓VO=1.0V時，占空比D已小于0.1，過小的占空比將給電路工作和性能帶來許多問題［1］［4］：

　　（1）引起不對稱瞬態響應，卸載（Stepdown）響應性能遠差于加載（Stepup）響應性能，如圖7所示。在這種不對稱工作情況下，只能根據卸載瞬態響應設計輸出濾波器等電路參數，給參數的優化帶來很大困難。

　　（2）引起變換器整體效率下降。整流開關管Q1為硬關斷工作方式，在相等的輸出平均電流條件下，12V輸入電壓時的電流紋波比5V輸入電壓時大許多

　　圖5多相并聯QSW的消紋波效果

　　圖6Buck電路占空比與電壓間的關系

　　D1:Vin=5VD2:Vin=12V

　　圖7不對稱瞬態響應

　　圖8濾波電感電流紋波

　　圖9抽頭電感Buck電路

　　圖10抽頭電感Buck等效電路

　　圖11抽頭電感Buck的工作波形

　　圖12不同電路占空比比較

　　M1:n=1M2:n=2M3:n=3

　　（圖8），因此關斷時的峰值電流也很大；同時，加在Q1兩端的關斷電壓（Vin－Vout）較大，所以輸入電壓升高，關斷損耗增大，使變換器整體效率下降；對同步整流管Q2而言，起決定作用的是通態損耗。在很小的占空比條件下，電流紋波增大，使流過Q2的電流有效值較大，同時由于Q2導通時間很長，所以Q2的通態損耗增大，也使變換器整體效率下降。

　　（3）由于開關管控制脈沖占空比很小，因此多相交錯并聯所產生的消紋波效果不顯著。當輸入電壓Vin=12V，輸出電壓VO=1.5V時，占空比D=0.125，從圖5可以看到，四相交錯并聯后的紋波只消除了大約40％。若輸出電壓進一步降低，則消紋波效果還要差。消紋波的效果越差，意味著為滿足瞬態響應性能指標所加的輸出濾波電容越大，這是我們所不希望的。

　　存在以上這些問題的主要原因是在輸入電壓為12V或更高時Buck電路的占空比D過小，因此解決問題的思路就是如何設法增大D。文獻［1］和［4］中介紹了一種稱為抽頭電感Buck電路，其電路、等效電路及其工作波形分別如圖9、圖10及圖11所示。抽頭電感Buck電路的電壓轉換比M==，通過設計抽頭電感的匝比“n”，可將開關脈沖占空比D擴展至一個較合理的值。圖12為抽頭電感Buck電路和傳統Buck電路（n=1）的比較，從圖中可見，當輸入電壓Vin=12V，VO=1.5V時，中間抽頭電感（n=2）Buck電路的開關脈沖占空比D已擴展至0.222，接近傳統Buck電路的2倍。

　　由于開關脈沖占空比D的擴展，使抽頭電感Buck電路的許多性能優于傳統Buck電路：

　　①適當選取匝比n（n在2與3之間），可獲得對

　　圖13開關電壓應力與匝比的關系

　　圖14開關電流應力與匝比的關系

　　圖15有源箝位耦合Buck電路及工作波形

　　（a）有源箝位耦合Buck電路（b）工作波形

　　稱的瞬態響應性能，有利于效率的優化。

　　②抽頭電感Buck電路中，開關Q1的主要損耗仍是其關斷損耗，但比傳統Buck電路中Q1的損耗小，從而改善了電路的效率。這是因為，Q1電流的紋波較小，在相同的平均輸入電流時，Q1的峰值電流較傳統Buck電路時小得多，因此減少了Q1的關斷損耗。

　　③由于Q1脈沖占空比D的擴展，使交錯并聯的消紋波效果更加顯著。對n=2的抽頭電感Buck電路，從圖12可見其Q1脈沖占空比D從0.125擴展至0.222，從圖5可以讀出其紋波消除已達85％，可使輸出濾波器更小，損耗更低。

　　當然，抽頭電感Buck電路也有其不足之處：

　　①開關Q1的電壓應力隨n的增大而增大，如圖13所示（Vin=12V，VO=1.5V）；由于耦合電感存在漏感，使Q1關斷時承受很大的電壓尖峰（圖11）。因此必須選用較高耐壓的MOSFET，而高壓MOSFET的通態電阻往往較大，使Q1的通態損耗增大。

　　②開關Q2的電流應力隨n的增大而增大，如圖14所示（Vin=12V，VO=1.5V，IO=50A），因此不希望取很大的n。

　　從上面分析可以看到，抽頭電感Buck電路是12V輸入VRM的一個較好的拓撲結構，但由于存在很高的尖峰電壓使它難以被實際采用。文獻［1］［4］提出了一種有源箝位耦合Buck電路，可以解決上述尖峰電壓問題，其電路拓撲和工作波形如圖15所示。

　　有源箝位耦合Buck電路的電壓轉換比M==，當Vin=12V，VO=1.5V，n=2時，D=0.285，比中間抽頭電感（n=2）Buck電路（D=0.222）還大，可以進一步改善電路的工作狀況；由于箝位電容作用，開關的電壓應力被箝位在2（Vin－VO），不隨n變化，在12V輸入時約為20V，因此可以選用廣泛使用的耐壓30V的MOSFET作為開關管，使成本和損耗降低；此外，變換器的輸入電流是連續的，因此可減小輸入濾波器的尺寸。

　　有源箝位耦合Buck電路可以解決抽頭電感Buck電路中由于漏電感所產生的尖峰電壓問題，同時改善或保持了抽頭電感Buck電路的優點，是12V輸入VRM較好的一種拓撲，將它與交錯并聯技術和集成磁（IntegratedMagnetics）技術結合起來，可以實現具有高效率，快速瞬態響應性能的12V輸入VRM。但該電路拓撲仍有不足之處，從圖15的工作波形可以看到，有源箝位耦合Buck電路的輸入電流存在較嚴重的突變，即某些時段的di/dt較大。因此，必須在有源箝位耦合Buck電路的輸入端加濾波電路；同時，該拓撲的輸出端也存在電流突變問題，使輸出濾波電容的電流有效值增加，效率降低，使用壽命縮短；由于濾波電容等效串聯電感（ESL）的存在，輸出電流的突變還會引起輸出電壓的開關噪聲。

　　圖16內置輸入濾波器的有源箝位耦合Buck電路

　　圖17傳統推挽變換器及其主要工作波形

　　（a）傳統推挽變換器電路（b）工作波形

　　為了解決上述電流突變問題，文獻［5］將內置輸入濾波器概念［6］引入至上述有源箝位耦合Buck電路中，提出了改進的有源箝位耦合Buck電路，如圖16所示。

　　由于箝位耦合電容CS與漏感所形成的輸入濾波器作用，使輸入電流和輸出電流的變化比較平緩，因此可大大減小外加輸入濾波器的尺寸，甚至可以不要外加濾波器而直接利用內置濾波器，從而減少元件的數目。

　　3隔離型VRM的主要拓撲及性能比較

　　隨著計算機芯片對電源容量和瞬態響應要求的不斷提高，現在被廣泛采用的低壓（如5V）分布式電源系統將難以滿足要求，會逐漸被高壓（如48V）分布式電源系統所取代。與低壓分布式電源系統相比較，高壓分布式電源系統有許多顯著優點［7］。

　　從前面的討論我們知道，低壓VRM的電路拓撲很難被應用到高壓VRM中。因此高壓VRM一般采用具有降壓變壓器的隔離型電路拓撲，降壓變壓器起著降壓和隔離雙重作用。

　　對低壓大電流輸出VRM而言，副邊變換器的功率損耗對整個電路的效率起著主要作用，因此，為提高電路的轉換效率，必須努力降低副邊變換器的損耗，特別是整流器損耗和變壓器的繞組損耗。用同步整流器（低壓MOSFET）替換肖特基整流器可以減少整流器損耗；而降低變壓器的繞組損耗必須努力減小副邊繞組電阻和流過的電流有效值。合理選擇繞組和變壓器結構可以減小繞組電阻，采用倍流器（Current？Doubler）拓撲可以減小副邊電流的有效值［8］。與倍流器輸出相適應，變壓器原邊一般采用具有對稱工作方式的推挽變換器、半橋變換器和全橋變換器。

　　圖17所示為倍流整流電路（CurrentDoublerRectifier）輸出的傳統推挽變換器及其主要工作波形。

　　傳統推挽變換器的最主要問題是當開關管關斷（對Q1而言，t=ton）時，變壓器的漏感產生很大的尖峰電壓加在管子兩端，這與反激變換器的工況相同。為了解決這一問題，文獻［7］提出一種新型的推挽正激（Push？PullForward）變換器，其原理圖和主要工作波形如圖18所示。

　　圖18推挽正激變換器及其主要工作波形

　　（a）推挽正激變換器電路（b）工作波形

　　圖19改進型推挽正激變換器電路

　　與傳統推挽變換器電路相比較，推挽正激變換器電路中引入了一個箝位電容C。在t=0～ton期間，Q1導通，Q2截止，輸入電壓Vin通過Q1加在繞組1上，而電容C上的電壓VC（等于Vin）則加在繞組2上，這時電路就象是兩個正激電路并聯工作。當Q1關斷后，漏感電流使Q2的反并二極管導通續流，而電容C將開關管Q1的端電壓箝位在2Vin，因此可以選用額定電壓較低的開關管以降低通態損耗。

　　該推挽正激變換器為一個二階系統，其控制較簡單，瞬態響應快；它具有較高的轉換效率，而且變壓器和電感可以很容易集成在一起［9］，從而大大提高變換器的功率密度。

　　最近，文獻［10］將內置輸入濾波器概念［6］引入至推挽正激變換器中，提出了改進型推挽正激變換器，如圖19所示。這一新拓撲中的開關電流和繞組電流與推挽正激變換器中的相同，但輸入電流卻幾乎是平坦的，這是由于輸入電流同時流過兩個繞組且有紋波抵消作用，這正是內置輸入濾波器的作用［6］。改進型推挽正激變換器的輸入濾波器尺寸可以大大減小，或直接利用變壓器的漏感作為輸入濾波器，且可與其它磁元件集成在一起，使變換器的效率得到大大提高［10］［11］。

　　4結語

　　VRM拓撲有許許多多，每種拓撲有其特點和適用的工況。將準方波工作方式的同步整流Buck電路交錯并聯，可大大降低輸出電流紋波，從而減小輸出濾波器的尺寸，同時滿足快速動態響應和高效率、高功率密度的要求；通過自耦合電感，可以拓展整流開關管的占空比，改善電路的瞬態響應性能，提高變換器整體轉換效率；有源箝位電路可以抑制漏感引起的尖峰電壓，減少開關器件的電壓應力，同時亦可降低電路損耗；將內置輸入濾波器概念引入VRM拓撲中，并利用集成磁技術，可進一步改善電路工況，減小濾波器尺寸。

　　目前VRM拓撲結構改進或新拓撲結構的提出，其基本思想是如何滿足VRM高效率、高密度和快速瞬態響應的要求，同時非常重視包括磁集成技術在內的集成封裝技術的運用，并將能否采用集成技術作為判斷拓撲結構性能優劣的一個重要因素，因此這應成為我們今后研究VRM技術的努力方向。

　　三、SMPS拓撲及轉換原理

　　根據電路拓撲的不同，SMPS可以將直流輸入電壓轉換成不同的直流輸出電壓。實際應用中存在多種拓撲結構，比較常見有三種基本類型，按照功能劃分為（參見圖2）：降壓（buck）、升壓（boost）、升/降壓（buck-boost或反轉）。下面還將討論圖2中所畫出的電感充電/放電通道。

　　三種拓撲都包括MOSFET開關、二極管、輸出電容和電感。MOSFET是拓撲中的有源受控元件，與控制器（圖中沒給出）連接，控制器輸出脈寬調制（PWM）方波信號驅動MOSFET柵極，控制器件的關斷或導通。為使輸出電壓保持穩定，控制器檢測SMPS輸出電壓，并改變方波信號的占空比（D），即MOSFET在每個開關周期（TS）導通時間。D是方波導通時間和周期的比值（TON/TS），直接影響SMPS的輸出電壓。兩者之間的關系在等式4和等式5給出。

　　MOSFET的導通和關斷狀態將SMPS電路分為兩個階段：充電階段和放電階段，分別表示電感中的能量傳遞狀態（參見圖2的環路）。充電期間電感所儲存的能量，在放電期間傳遞給輸出負載和電容上。電感充電期間，輸出電容為負載供電，維持輸出電壓穩定。根據拓撲結構不同，能量在電路元件中循環傳遞，使輸出電壓維持在適當的值。

　　在每個開關周期，電感是電源到負載能量傳輸的核心。如果沒有電感，MOSFET切換時，SMPS將無法正常工作。電感（L）中所儲存的能量（E）取決于電感電流值（I）：

　　在每個開關周期中（圖3），電感兩端的電壓恒定，因此電感中的電流線性變化。根據基爾霍夫電壓環路定律，可以得到開關過程中電感兩端電壓，注意極性以及VIN / VOUT的關系。例如，升壓轉換器的放電期間，電感兩端電壓為-（VOUT - VIN）。因為VOUT 》 VIN，所以電感兩端電壓為負。

　　充電期間，MOSFET導通，二極管反向偏置，能量從電源傳遞給電感（圖2）。由于電感兩端電壓（VL）為正，電感電流將逐漸上升。同時，輸出電容將前一個周期存儲的能量傳遞給負載，以保持輸出電壓的恒定。

　　圖3. 穩態時電感的電壓、電流特性。

　　放電期間，MOSFET關斷，二極管正向偏置并導通。由于此時電源不再對電感充電，電感兩端電壓極性反轉，并且將能量釋放給負載，同時補充輸出電容的儲能（圖2）。放電時，電感電流逐漸下降，放電電流如上述關系式所示。

　　充電/放電周期循環，并保持一個穩定的開關狀態。在電路建立穩態的過程中，電感電流逐漸達到其穩定值，該電流是直流電流和電路在兩個階段切換時所產生的交流電流（或電感紋波電流）之和（圖3）。直流電流的大小與輸出電流成正比，也取決于電感在SMPS拓撲中的位置。紋波電流需要經過SMPS濾波，以獲得真正的直流輸出。濾波由輸出電容完成，它對于交流信號呈現較低的阻抗。不需要的輸出紋波電流通過輸出電容旁路，并且當電流對地放電時保持電容電荷恒定。因此，輸出電容還起到穩定輸出電壓的作用。實際應用中，輸出電容的等效串聯電阻（ESR）產生的輸出電壓紋波與電容的紋波電流成正比。

　　由此可見，能量在電源、電感和輸出電容間傳遞，保持輸出電壓恒定，為負載供電。那么，通過SMPS間的能量傳遞如何確定輸出電壓和輸入/輸出電壓轉換比？ 如果能夠理解電路作用一個周期性波形的穩態過程，便可以很容易的計算出這些數值。穩態期間，有一個變量在重復周期TS的開始階段與結束階段相等。對于電感而言，如上所述，其電流周期性的充電與放電，因此其電流在PWM周期的開始階段應該與結束階段相等。這意味著，電感電流在充電過程的變化量（ΔICHARGE）應等于在放電過程的變化量（ΔIDISCHARGE）。建立充電和放電期間電感電流變化的等式，可得到下面的表達式：

　　簡而言之，在不同的工作周期，電感電壓和時間的乘積相等。因此，從圖2的SMPS電路中，我們可以很容易的得到穩態時的電壓和電流轉換比。對于降壓電路，根據充電電路的基爾霍夫電壓環路可得到電感兩端的電壓為（VIN - VOUT）。同理，放電過程中電路電感兩端的電壓為-VOUT。根據等式3，可得出電壓的轉換比為：

　　從這一系列等式可以看出，降壓轉換器的輸出相比VIN增大了D倍，而輸入電流則比負載電流大D倍。表1列舉了圖2中所示拓撲結構的轉換比。有些復雜的拓撲結構可能難以分析，但是利用這個方法解等式3和5可得到全部SMPS的轉換比。

　　四、直流開關電源的拓撲結構

　　直流開關電源的拓撲結構

　　開關電源可分為直流開關電源和交流開關電源，是按輸出來區分的，交流開關電源輸出的是交流電，而直流開關電源輸出的是直流電，這里介紹的是直流開關電源。隨著相關元器件的發展，直流開關電源以其高效率在很多場合代替線性電源而獲得廣泛應用。

　　直流開關電源與線性電源相比一般成本較高，但在有些特別場合卻更簡單和便宜，甚至幾乎只能用開關電源，如升壓和極性反轉等。直流開關電源還可分為隔離的和不隔離的兩種，隔離的是采用變壓器來實現輸入與輸出間的電氣隔離，變壓器還便于實現多路不同電壓或多路相同電壓的輸出。

　　直流開關電源結構復雜，設計和分析都有較特別的一套理論和方法，這里主要介紹6種基本的不隔離的直流開關電源結構形式和其特點，便于依據應用場合來選擇使用。

　　理想假定：為便于分析，常假定存在如下理想狀態

　　1. 電子器件理想：電子開關管Q和D的導通和關斷時間為零，通態電壓為零，斷態漏電流為零

　　2. 電感和電容均為無損耗的理想儲能元件，且開關頻率高于LC的諧振頻率

　　3. 在一個開關周期內，輸入電壓Vin保持不變

　　4. 在一個開關周期內，輸出電壓有很小的紋波，但可認為基本保持不變，其值為Vo

　　5. 不計線路阻抗

　　6. 變換器效率為100%

　　一、Buck變換器：也稱降壓式變換器，是一種輸出電壓小于輸入電壓的單管不隔離直流變換器。

　　圖中，Q為開關管，其驅動電壓一般為PWM（Pulse width modulation脈寬調制）信號，信號周期為Ts，則信號頻率為f=1/Ts，導通時間為Ton，關斷時間為Toff，則周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。

　　Buck變換器有兩種基本工作方式：

　　CCM（Continuous current mode）：電感電流連續模式，輸出濾波電感Lf的電流總是大于零

　　DCM（Discontinuous current mode）：電感電流斷續模式，在開關管關斷期間有一段時間Lf的電流為零

　　1.1 CCM時的基本關系：

　　1.2 DCM時的基本關系：

　　DCM可分為兩種典型情況：

　　輸入電壓Vin不變，輸出電壓Vo變化，常用作電動機速度控制或充電器對蓄電池的恒流充電

　　輸入電壓Vin變化，輸出電壓Vo恒定，即普通開關穩壓電源

　　1.3 電感電流臨界連續的邊界：

　　1.3.1 輸入電壓恒定不變時：Vin=const

　　可畫出Buck變換器在Vin=const時的外特性曲線：

　　圖中虛線為電感電流臨界連續的邊界，內部為電流斷續區，外面為電流連續區。

　　理想情況下，在電流斷續區輸出電壓僅由占空比Dy確定。實際電路中，因元器件的非理想化，在電感電流的連續區，Buck變換器的外特性也是下降的，即Io加大，Vo降低。為保持Vo不變，在Io增加時，要適當加大占空比Dy。

　　1.3.2 輸出電壓恒定不變時：Vo=const

　　可畫出Buck變換器在Vo=const時的標幺特性曲線：

　　圖中虛線為電感電流臨界連續的邊界，右上方為電流連續區，左下為電流斷續區。

　　在電感電流臨界連續時，若加大負載，則進入電流連續工作區；減小負載，則進入電流斷續區。

　　若負載不變，減小輸入電壓Vin，為使Vo不變，應加大Dy，也進入電流連續區。

　　二、Boost變換器：也稱升壓式變換器，是一種輸出電壓高于輸入電壓的單管不隔離直流變換器。

　　開關管Q也為PWM控制方式，但最大占空比Dy必須限制，不允許在Dy=1的狀態下工作。電感Lf在輸入側，稱為升壓電感。Boost變換器也有CCM和DCM兩種工作方式。

　　2.1 CCM時的基本關系：

　　Q導通時為電感Lf儲能階段，此時電源不向負載提供能量，負載靠儲于電容Cf的能量維持工作；Q關斷時，電源和電感共同向負載供電，此時還給電容Cf充電。變換器必須接負載，不然會因能量不斷送到負載端而使Vo不斷升高而損壞。

　　2.2 DCM時的基本關系：

　　在電流斷續時，即使輸入電壓Vin不變，為了保持輸出電壓Vo恒定，也要隨負載電流的不同來調整占空比Dy。

　　2.3 電感電流臨界連續的邊界：

　　2.3.1 輸入電壓恒定不變時：Vin=const

　　2.3.2 輸出電壓恒定不變時：Vo=const

　　2.3.3 電感電流臨界連續的邊界曲線：上方為電感電流連續區，下方為斷續區

　　電流斷續時，開關管Q導通期間存儲在電感Lf中的磁能在Q截至期間全部通過二極管D轉移到輸出端，如果變換器不接負載電阻，或電阻太大，必使Vo不斷增加，因此沒有電壓閉環調節的Boost變換器不能在輸出端開路情況下工作。

　　三、Buck/Boost變換器：也稱升降壓式變換器，是一種輸出電壓既可低于也可高于輸入電壓的單管不隔離直流變換器，但其輸出電壓的極性與輸入電壓相反。Buck/Boost變換器可看做是Buck變換器和Boost變換器串聯而成，合并了開關管。

　　Buck/Boost變換器也有CCM和DCM兩種工作方式，開關管Q也為PWM控制方式。

　　3.1 CCM時的基本關系：

　　電感Lf用于儲能和轉換能量，Q導通時電感Lf儲能，負載由電容Cf供電；Q關斷時，電感向負載供電。

　　3.2 DCM時的基本關系：

　　3.3 電感電流臨界連續的邊界：

　　3.3.1 輸入電壓恒定不變時：Vin=const

　　3.3.2 輸出電壓恒定不變時：Vo=const

　　3.3.3 電感電流臨界連續的邊界曲線：上方為電感電流連續區，下方為斷續區

　　由圖可見，在Vo=const時，如果Dy《0.5，即Vo《Vin，變換器很容易進入電感電流斷續區。

　　由于這種變換器的輸出電流和電感電流不同，故二者的邊界不相同，輸出電流Io的邊界線在電感電流的下方，因為Io只是電感電流的一部分。

　　四、Cuk變換器：美國加州理工學院Slobodan Cuk提出的對Buck/Boost改進的單管不隔離直流變換器，在輸入輸出端均有電感，可以顯著減小輸入和輸出電流的脈動，同樣是輸出電壓的極性與輸入電壓相反，同樣是輸出電壓既可低于也可高于輸入電壓。Cuk變換器可看做是Boost變換器和Buck變換器串聯而成，合并了開關管。

　　開關管Q也為PWM控制方式。Cuk變換器也有CCM和DCM兩種工作方式，但不是指電感電流，而是指流過二極管的電流連續或斷續。在一個開關周期中開關管Q的截止時間（1-Dy）Ts內，若二極管電流總是大于零，則為電流連續；若二極管電流在一段時間內為零，則為電流斷續工作；若二極管電流在t=Ts時剛降為零，則為臨界連續工作方式。

　　Cuk變換器中有兩個電感，這兩個電感之間可以沒有耦合，也可以有耦合，耦合電感可進一步減小電流脈動量。

　　分析時增加一個假設：耦合電容C1容量很大，變換器在穩態工作時C1的電壓基本保持恒定。

　　4.1 CCM時的基本關系：

　　Cuk變換器中，電源能量經過3次變換才到負載。第一次是Q導通，電感L1儲能增長，電能轉換為磁儲能；第二次是Q截止，L1的磁能轉移為C1的電能存儲著；第三次是Q導通，C1的電能轉移到負載和輸出回路的電感L2和電容Cf。實際上，第一、三次兩個轉換是同時進行的。

　　Cuk變換器中兩電感電流增長率和下降率僅與Vin、Vo和自身電感大小有關。電感確定后，兩電流增長率只由Vin大小決定，分別為Vin/L1和Vin/L2；下降率只與Vo有關，分別為Vo/L1和Vo/L2。

　　4.2 DCM時的基本關系：

　　4.3 兩電感有耦合的Cuk變換器：

　　如果兩電感L1和L2繞在同一鐵芯上，

　　則兩個電感互相耦合，除自感外還有互感M，通常用耦合系數k來表示耦合程度：

　　耦合電感可以進一步減小輸入電流和輸出電感電流的脈動。

　　五、Zeta變換器：有兩個電感和耦合電容的單管不隔離直流變換器，輸出電壓極性和輸入電壓相同。Zeta變換器可看做是Buck/Boost變換器和Buck變換器串聯而成，合并了開關管。

　　Zeta變換器是電感輸出，所以輸出電流脈動很小，開關管Q也為PWM控制方式。

　　分析時假設耦合電容C1容量很大，變換器在穩態工作時C1的電壓基本保持恒定。

　　5.1 CCM時的基本關系：

　　5.2 DCM時的基本關系：

　　六、Sepic變換器：有兩個電感和耦合電容的單管不隔離直流變換器，輸出電壓極性和輸入電壓相同。Sepic變換器可看做是Boost變換器和Buck/Boost變換器串聯而成，合并了開關管。

　　Sepic變換器是電感輸入，所以輸入電流脈動很小，開關管Q也為PWM控制方式。

　　分析時假設耦合電容C1容量很大，變換器在穩態工作時C1的電壓基本保持恒定。

　　CCM時的基本關系：