本文基于電流反饋型自激推挽電路設計出了+10V，200mA和-10V，100mA輸出的電源，+10V除了給電路系統的模擬芯片供電外還要給單片及供電的電壓調節芯片供電，-10V給模擬芯片供電，實現了供電系統的小型化和低成本。

　　1 自激推挽式直流變換器的基本原理：

　　自激推挽式直流變換器的基本電路如圖1所示。參照圖1，當接通輸入直流電源Ui后，就會在分壓電阻R2上產生一個電壓，該電壓通過功率開關變壓器的Nb1和Nb2兩個繞組分別加到兩個功率開關V1和V1的基極上。由于電路的不完全對稱性使其中的一個功率開關首先導通。假設是功率開關Np1首先導通，那么功率開關Nb2集電極的電流流過功率開關變壓器初級繞組的二分之一V2，使功率開關變壓器的磁芯磁化，同時使其他的繞組產生感應電動勢。在基極繞組Nb2上產生的感應電動勢使功率開關V2的基極處于負電位的反向偏置而維持截至狀態。在另一個基極繞組Nb1上產生的感應電動勢則使功率開關V1的集電極電流進一步增加，這是正反饋的過程。其最后的結果使功率開關V1很快就達到飽和導通狀態，此時幾乎全部的電源電壓Ui都加到了功率開關變壓器初級繞組的二分之一Np1上。繞組Np1中的電流以及由此引起的磁通也會線性的增加。當功率開關變壓器磁芯的磁通量接近或達到磁飽和值+φS時，集電極的電流就會急劇地增加，形成一個尖峰，而磁通量的變化率接近于零，因此功率開關變壓器的所有繞組上的感應電動勢也接近于零。由于繞組Nb1兩端的感應電動勢接近于零，于是功率開關V1的基極電流減小，集電極電流開始下降，從而使所有繞組上的感應電動勢反向。緊接著磁芯的磁通脫離飽和狀態，促使功率開關V1很快進入截至狀態，功率開關V2很快進入飽和導通狀態。這時幾乎全部的輸入直流電壓Ui又被加到功率開關變壓器的另一半繞組Np2上，使功率開關變壓器磁芯的磁通直線下降，很快就達到了反向的磁飽和值-φS。上述過程周而復始，就會在兩個功率開關V1和V2的集電極形成方波電壓。

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　　2 實際工作電路的設計及主要元器件的選擇

　　實際設計的電源電路如圖2所示，電阻R1、Rb1、Rb2，穩壓二極管Dz，開關管V1、V2和變壓器的輔助繞組Nb1、Nb2構成了啟動電路;整流二極管VD1、VD2、VD3、VD4和電容C1、C2構成了整流濾波電路;RL1、RL2為負載。各參數的選擇介紹如下：

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　　2.1 輸入電感L的選擇

　　在Royer變壓器的初級繞組中間抽頭上串聯一個電感就構成了電流反饋型電路。串聯電感后當鐵心飽和時，開關管上出現一個幅值很大的電流尖峰，電流變化率di/dt很大，但由于電感電流不能突變，變壓器中心抽頭處的電壓將下降到地電位，因此可以消除開關管導通和關斷時出現的電流尖峰。實驗中從場效應管D端觀察到的波形如圖3.1、3.2所示。

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　　通過實驗可以看到：串入電感時晶體管的電流尖峰問題得到了很好地解決，降低開關管的損耗，效率得到了極大地提高，在沒有電感時效率大約僅有50%，而輸入端串入470uH電感后效率可以達到80%以上。