摘要：當前的快速充電器不能遵循蓄電池自身的特性進行快速充電，致使析氣多，溫升大，縮短電池的使用壽命。針對上述問題，創新性地提出應用ANFIS對電池的可接受電流進行預測，保證電池在最佳充電速率下快速無損充電。詳細介紹以單片機XC164CM為核心，完成新型快速無損智能充電器的設計，具有電流檢測和控制等功能。樣機測試表明，充電過程中析氣少，溫升低，充電效率高，解決了充電速率與電池壽命之間的矛盾。

　　根據馬斯定理，對電池進行快速無損充電，充電電流應等于或接近于當前電池所能接受的電流大小，以保證析氣率最低，減少快速充電過程中對電池的損害。近來，先進的智能控制技術被引入到快速充電技術中，用于停充電控制或充電模式選擇，提高控制精度和充電效率；但沒有考慮電池自身的充電特性，缺乏自適應能力，不能跟蹤電池充電特性的改變而動態調節充電電流，導致充電電流大于電池能接受的電流，致使溫升過高對電池造成損害。為此，需要設計一種新型的智能充電器，能對電池進行安全、無損、快速充電。

　　深入研究快速充電理論，從鎳鎘電池特性出發，創新性地提出引入自適應模糊神經網絡（ANFIS）對電池在不同荷電狀態下的可接受電流進行預測，從而調整實際充電電流；同時，充電中加入負脈沖去極化。在此基礎上，采用英飛凌公司的單片機XC164CM及外圍接口電路提出一種新型的快速無損智能充電器的設計方案。

　　1 鎳鎘電池充電過程特性研究

　　單節鎳鎘電池的充電曲線如圖1所示。整個充電過程大致可分為4個階段。

　　圖1 鎳鎘電池充電特性曲線

　　當電池的端電壓低于1.2 V達到A點時，應立即停止放電，放電過深將導致溫升大。在充電過程中，主要的充電階段是A-B段，整個電池70%以上的能量都在這個階段充入，電壓上升速率慢。同時，在A-B段電化學反應以一定的速率氧氣，氧氣又以同樣的速率與氫氣復合，所以，電池內部的溫升和氣體壓力都較低。這段時間適宜采用大電流快速充電，但其充電電流必須小于電池的可接受電流，否則將產生大量析氣，降低充電效率，溫升過高，致使損害電池。而在B-C段電池的端電壓上升很快，這時電池內阻抗增加，適宜減小充電電流。在C-D段則進入停充階段，注意及時進行停充檢測并階段進行，在O-A階段采用小電流預充電；當達到A點時，進入快速充電階段，這里采用大電流脈沖智能充電；在B-C段小電流補充充電，最后到C-D段停充檢測。

　　2 快速無損充電策略

　　文獻中提到蓄電池可以簡單的看作一個超大阻容器，電池的充電過程就可以看作一個RC電路的充電過程，其時間常數τ表征了充電的快慢，也就相當于馬斯曲線中的衰減比α，則有τ=1/α。充電中電池的可接受電流的大小只與初始電流I0有關，當t=3τ后，電池的可接受充電電流約為I0/20;當充電到t=5τ時，其時電池的可接受電流已經很小。

　　由此，提出利用自適應模糊神經網絡ANFIS預測電池的可接受電流。在電池的快速充電過程中，根據電池的荷電狀態預測其可接受電流，保證充電電流符合馬斯的最佳充電曲線，析氣率低，對電池無損害。ANFIS預測電池的可接受電流基本思想是：在充電過程中，動態檢測電池的狀態參數作為ANFIS預測模型的輸入，通過模糊推理得出當前的可接受電流ick，當預測值ick與期望值icp的誤差不滿足要求時，自適應模糊控制器產生控制響應，通過神經網絡的自學習能力，自適應地修正隱含層的輸出結果，更新各層之間的連接權值，優化模糊參數，重新計算輸出結果，直至誤差滿足要求才輸出預測結果，從而改變當前的充電電流，使實際的充電電始終逼近或等于可接受電流。同時，引入負脈沖充電消除極化效應。

　　3 硬件設計

　　系統硬件電路主要包括電源電路、充電/放電電路、電流檢測和保護控制電路的3部分。

　　3.1 電源電路

　　為了縮小體積，提高系統的功率密度，選用PowerIntegrations公司生產的TOPSwitch-Ⅱ系列TOP224Y設計電源電路。該系列開關電源芯片是將PWM控制電路、保護電路和功率開關集成到同一芯片上，具有集成度高、工作效率高和外圍電路設計簡單的特點，非常方便于150 W以下的反激型開關電源設計。電源電路如圖2所示。

　　圖2 24V/40W電源電路

　　設計的性能指標如下：

　　1）輸入電壓：Uac=220（1±20%）V;2）輸入電壓頻率：f=50（1±5%）Hz;3）輸出電壓/最大輸出功率：24 V/40 W;4）開關電源效率：η≥80%.

　　交流輸入電壓Uac經過壓敏電阻R1濾除交流電壓中的尖峰脈沖后，經電磁干擾（EMI）濾波器（C1，L1）濾除差模和共模干擾。之后經過BR全波整流及C2濾波后產生直流高壓，給高頻變壓器的初級繞組供電。P6KE200（瞬態電壓抑制器）和BYV26C（超快恢復二極管）構成鉗位電路，用于吸收在TOP224Y關斷時由高頻漏感產生的尖峰電壓，并能衰減振鈴電壓，對漏極起到保護作用。次級電路經過VD3、C3、L2和C4整流濾波輸出24 V的電壓U0.由TL431A構成的外部誤差放大器實現U0的動態穩壓，當輸出電壓發生波動，經R4、R5分壓后得到取樣電壓，就與TL431A內的基準電壓（2.5 V）進行比較產生一個外部控制信號，再通過線性光耦合器PC817A改變TOP224Y控制電流，進而調節占空比使U0趨于穩定。C7濾除加在控制端的尖峰電壓，還與R2、R5一起對控制回路進行補償。R3為最小輸出負載，用于提高輕載時的電壓穩定度。