LTC4366浪涌抑制器可保護負載免遭高壓瞬變的損壞。通過控制一個外部N溝道MOSFET的柵極，LTC4366可在過壓瞬變過程中調節輸出。在MOSFET兩端承載過壓的情況下，負載可以保持運作狀態。在返回線路中布設一個電阻器可隔離LTC4366，并允許其隨電源向上浮動；因此，輸出電壓的上限僅取決于高值電阻器的可用性和MOSFET的額定規格。

　　一個可調的過壓定時器能在浪涌期間避免損壞MOSFET，而一個附加的9s定時器則為MOSFET提供了冷卻周期。停機引腳負責在停機期間將靜態電流減小至14A以下。在一個故障發生之后，LTC4366-1將鎖斷，而LTC4366-2則將執行自動重試操作。

　　應用信息

　　LTC4366的典型應用是一種需要過壓保護的系統，該系統可在過壓瞬變期間安全地向負載分配功率。下面討論外部組件的選擇。

　　雙并聯穩壓器

　　LTC4366將兩個并聯穩壓器與外部降壓電阻器RSS和RIN配合使用，以在VDD和OUT引腳上產生內部電源軌。這些并聯調節電源軌可提供針對電路輸入電壓無限度的高電壓瞬變之過壓保護，而與LTC4366內部電路的額定電壓無關。

　　在啟動的起點、停機期間或過壓故障之后，GATE引腳電壓被箝位至OUT引腳，由此關斷MOSFET。這允許利用輸出負載和RSS將VSS和OUT引腳拉至地電位。在這種情況下，VDD引腳電壓利用一個12V并聯穩壓器箝位至VSS。然后，把（完整電源電壓–12V）施加至負責設定分路電流RIN電阻器上。分路電流可以高達10mA，這比VDD引9A的典型靜態電流高出了幾個數量級。

　　在正常操作模式中，OUT電壓等于輸入電源電壓。當C1滿充電時，IC1在這一點上為零。在這種情況下，利用一個5.7V并聯穩壓器對OUT和VSS引腳之間的電壓進行箝位。（輸入電源電壓–5.7V）被加至RSS上。RSS電流被分為三塊：5.7V分路電流、OUT和VSS之間的偏置電流以及最終的RIN電流。5.7V分路電流可高達10mA，大大超過了典型的OUT（160A）偏置電流。

　　開機時序

　　在輸入電源上升之后，VDD和VSS引腳之間的電壓并聯將調節至12V。接著，在內部生成的電源VCC產生一個30s的上電復位脈沖，該脈沖將進行故障鎖存器的清零以及內部鎖存器的初始化。然后，停機比較器確定SD引腳是否被外部拉至低電平，如果“是”則請求進入一種低偏置電流停機狀態。否則將允許外部MOSFETM1開通。

　　從VDD引腳接入，通過7.5AGATE上拉電流源給MOSFET柵極上電，這種方法被稱為“自舉”的方法。當GATE電壓達到VDD引腳電壓（減去一個肖特基二極管壓降）時，7.5A電流源將失去電壓降并停止向GATE充電（圖2中間的那個波形）。自舉法依賴于在GATE引腳電壓停止上升之后將C1充電至一個足夠的電壓。C1上的電壓隨后用作一個充電泵的電源，此充電泵負責把柵極充電至其終值（即：OUT+12V）。如果充電泵電流超過C1充電電流，則C1將放電。倘若C1電壓低于4.35V以下，則充電泵將暫停操作，并讓C1再充電。

　　如果電源開通并在大負載情況下不能把C1充起來，就有可能導致過熱現像的發生，并隨之造成器件受損。在柵極和輸出斜坡上升時，MOSFET兩端的壓降為輸入電源電壓減去輸出電壓。如果電源電壓低于C1充電所需的數值，則輸出將無法斜坡上升超越（電源電壓–MOSFET門限）。這種3V至5V的MOSFET壓降以及高負載電流將導致沒有任何保護或超時限值的功率耗散。

　　過壓故障

　　LTC4366可避免輸入電源上的過壓到達負載。一般地，傳輸晶體管完全導通，并以非常小的電壓降給負載供電。當輸入電壓增加時，OUT電壓增加，直至其達到調節點（VREG）為止。從該點起，任何進一步的電壓增加都將降落在MOSFET的兩端。請注意，由于MOSFET仍然處于導通狀態，因此LTC4366可在短時間過壓過程中實現不間斷的運作。

　　VREG調節點利用兩個FB電阻器（RFB1和RFB2）來配置。調節放大器負責將FB引腳電壓與（門限OUT引腳電壓–1.23V）進行比較。在調節期間RFB1兩端的壓降為1.23V，而剩余的VREG電壓則降落在RFB2的兩端。當輸出位于調節點時，起動一個定時器以避免MOSFET中產生過大的功率耗散。通常利用一個1.8A下拉電流將TIMER引腳保持于低電平。在調節期間，TIMER引腳以9A的電流進行充電。如果調節點的保持時間之長足以使TIMER引腳電壓達到2.8V，則產生一個過壓故障鎖定。用于設定定時器電容器的公式為：

　　CT=3.5?t［nF/ms］

　　視版本的不同，該器件將冷卻并自動起動（LTC4366-2），或者保持鎖斷狀態直到SD引腳啟動一個重起為止（LTC4366-1）。冷卻時間通常為9秒，這提供了一個非常低的脈沖電源占空比。

　　在輸入電源過壓和滿負載電流條件下啟動確實會使MOSFET的功率耗散遠遠超過一般過壓浪涌時的水平。在柵極和輸出電壓斜坡上升期間，部分電源電壓（在滿電流時）降落在MOSFET的兩端。在啟動之后，正常的過壓浪涌發生在MOSFET關斷之前。對于MOSFET的安全工作區（SOA）計算，“設計實例”部分僅考慮了正常的過壓浪涌。在過壓情況下啟動將需要對SOA做更多的考慮。

　　停機

　　LTC4366具有一種低電流（《20A）停機狀態，該狀態可通過利用一個開關電阻把GATE和OUT引腳連接在一起以關斷傳輸FET。在正常操作條件下，一個1.6A電流源將SD引腳上拉至VDD引腳電壓。當不使用停機狀態時，則SD引腳連接至VDD。SD引腳拉至低于（VDD引腳電壓–1.5V）并持續超過700s的濾波器時間，將啟動停機狀態。該濾波器時間用于避免在瞬變期間發生不希望的停機啟動。SD引腳通過二極管箝位在VSS–0.7V，這需要對下拉器件進行電流限（最大值為10mA）。限流的方法之一是連接一個與集電極開路下拉器件相串聯的外部470k電阻器。啟動外部下拉電流源將超過內部1.6A上拉電流源，并使得SD引腳電壓越過停機門限。在一個過壓故障之后，把器件置于停機狀態可將清除故障，從而在LTC4366退出停機狀態時立即恢復運作。

　　輸出短路

　　輸出的突然短路會導致柵極電容器CG過大的電流進入LTC4366GATE引腳。GATE引腳通過一個10V至12V的箝位電路連到OUT。如果OUT引腳電壓被拉低而GATE引腳電壓利用CG保持上拉，則箝位電路將由于在箝位電壓被超過時試圖對CG進行放電而受損。一種解決方案是增設一個與CG串聯的1kRS電阻器和一個旁路二極管，如圖3中所示。這個二極管使電容器能充當一條旁路，在電源過壓期間吸收來自MOSFET漏極至柵極寄生電容器的能量。

　　電阻器額定功率

　　必須考慮圖1中RSS電阻器的正確額定值。在過壓期間，OUT引腳處于調節電壓（VREG），因此RSS兩端的電壓為VREG–5.7V。一個小的最小電源電壓要求RSS的阻值不能太大。于是，如果最小電源電壓與調節電壓之間的差異很大，則RSS可能需要使用一個大功率電阻器。在過壓冷卻周期中，（全電源電壓–12V）會出現在RIN的兩端。通常，RIN的阻值比RSS的阻值大幾倍，因而降低了針對該電阻器的功率和尺寸要求。

　　外部PNP

　　在某些場合中，功率電阻器RSS的體積可能很龐大?？梢杂么笞柚担ň咻^低功率和尺寸）的RSS與一個PNP配合起來使用，如圖4所示。除了由BASE引腳供應的0.8A電流之外，來自PNP的基極電流也必須流過RSS，這將限制最大RSS值。在有些場合，最小PNPβ低至35。當VSS電流為350A時，基極電流變為10A。可見，與未采用PNP的應用電路相比，這將允許使用一個大35（β）倍的RSS。

　　最小電源電壓啟動

　　當針對最小電源電壓條件，行設計時，應選擇合適的RSS和RIN以提供足夠的電流，從而足以把C1充電至4.75V，這一點是很重要的。決定最小電源電壓的參數包括：C1電壓、MOSFET門限電壓、一個串聯肖特基二極管電壓降、RSS和RIN的電阻、VDD引腳中的電流，最后還有來自VSS引腳的電流（見圖5）。

　　VIN（MIN）=（IVDD?RIN）+VD+VTH+VC1+（IVSS?RSS）

　　以上參數使用“電特性”表獲得：

　　VC1=VUVLO2=4.75V（UVLO2門限）

　　IVDD=IVDD（STHI）=9A（IVDD啟動，柵極為高電平）IVSS=IVSS（AMP）=45A（采用調節放大器時的IVSS）

　　VD=0.58V

　　VIN（MIN）=（9A?RIN）+0.58V+VTH+4.75V+（45A?RSS）

　　當MOSFET柵極為高時，OUT引腳電壓等于電源電壓。這對最小電源電壓施加了另一個限制條件，因為充電泵把VSS電流增加至160A。C1電壓假定被箝位在5.7V。這些數值在“電特性”表中被規定為VZ（OUT）和IVSS（CP）（充電泵接通）：

　　VIN（MIN）=VZ（OUT）+（IVSS（CP）?RSS） 或

　　最后一個VIN（MIN）公式設定了RSS的最大值。在選擇RSS之后，RIN的最大值（針對該特定的RSS）利用第一個

　　VIN（MIN）公式來計算：

　　這兩個公式實現了RSS和RIN阻值的最大化（因而減少了功耗），同時仍然提供了接通充電泵所必需的VC1電壓。把電源電壓增加至超過最小電源電壓將增加RSS中的電流和功率，并縮短C1充電所需的時間。至于那些有可能需要一個更小RSS（MAX）的情形，將在“最大電源電壓啟動”部分進行討論。

　　最大電源電壓起動

　　在啟動期間，還有可能存在最大過壓電源。過壓保護電路必須在高電壓被傳送至負載之前喚醒。GATE引腳電壓在C1充電的過程中動態地斜坡上升。電容器C1必須充電至2.55VUVLO1門限，以在OUT引腳電壓超過過壓調節點VREG之前接通調節放大器和基準。此類情況有可能把RSS的阻值減小至上述“最小電源電壓啟動”中所規定的最大值以下。RSS中的電流超過了由VSS引腳所供應的電流（本質上IRIN）時，電容器C1開始充電。IRIN=IRSS時VSS引腳上的電壓現在被標記為VSS（MATCH）。VSS引腳電壓是一個位于RIN和RSS之間分壓器的中點電壓（在把VDD至VSS的齊納箝位電壓從電源電壓減去之后）。

　　當VIN增加時，VSS（MATCH）電壓增加。如果匹配電壓超過了過壓調節點（VREG），則負載不受保護。情況的確如此，因為C1在VSS已經超過VREG時仍將需要充電至2.55V。由于OUT引腳電壓至少比VSS高2.55V，因此它超過了規定的最大值。應選擇充分低于VREG（至少要低2.55V）的匹配點（在電源電壓處于最大值的情況下），從而允許C1及時充電以保護負載免遭過壓的損壞。實際上，使VSS引腳電壓比VREG低7V可為C1的充電提供所需的裕量。

　　VSS（MATCH）（MAX） = VREG–7V

　　增加RSS將提高匹配點，因此確定最大RSS同時仍然提供針對過壓的保護是有益的。采用IRIN=IRSS：

　　采用：

　　RSS = VSS（MATCH）（MAX） = VREG – 7V

　　RIN = VIN – VZ（VDD） – VRSS

　　代入：

　　如果我們保證RSS《RSS（MAX），則下式成立：

　　VSS（MATCH） 《 VSS（MATCH）（MAX）

　　C1負責對充電泵進行旁路，且數值至少必需為0.22F。C1的尺寸也需要加以限制。柵極電容器（CG）決定了最大輸出電容器C1（MAX），以將在OUT電壓超過過壓門限之前充電至2.55VUVLO1門限（VUVLO1）。

　　在大多數場合中：

　　C1（MAX）=10?CG至100?CG

　　GATE電容器，CG

　　柵極電容器用于實現三項功能。第一：CG負責吸收過壓瞬變期間來自MOSFET柵極至漏極電容的電荷。第二：該電容器還充當過壓調節放大器的一個補償組件。用于保證穩定性的CG最小值為2nF。最后，CG可設定GATE和OUT引腳的電壓變化速率。GATE引腳電壓的上升斜率等于20A/CG。該斜率決定了流入負載電容器的充電電流。

　　CG的額定電壓必須大于調節電壓（VREG）。

　　MOSFET的選擇

　　LTC4366驅動一個N溝道MOSFET以傳導負載電流。MOSFET的重要特性是接通電阻RDS（ON）、最大漏-源極電壓V（BR）DSS、門限電壓和SOA?？扇菰S的最大漏-源極電壓必須高于電源電壓。如果輸出短路到地或者在過壓過程之中，則整個的電源電壓將出現在MOSFET的兩端。

　　MOSFET的門限電壓在最小電源電壓啟動計算中使用。對于采用低于12V電源的應用，需要一個邏輯電平MOSFET。如果所用的電源高于12V，則使用一個標準門限N溝道MOSFET就足夠了。

　　MOSFET的SOA必須包含所有的故障狀況。在正常操作中，傳輸晶體管完全導通，因而耗散極少的功率。但在過壓故障期間，GATE引腳電平被維持以通過MOSFET調節輸出電壓。大電流與MOSFET兩端的高壓降在這些場合中可以共存。必須將MOSFET的SOA曲線與故障定時器電容器的選擇一道加以審慎的考慮。

　　布局考慮

　　由于SD、VDD和GATE引腳上具有高阻抗，因此這些引腳對于至地漏電流很敏感。例如：SD引腳上的至地漏電流若大于1.6A，則將啟動停機狀態。提供遠離接地走線的足夠間距并在裸露引腳上添加敷形涂層材料可降低漏電流中斷系統操作的風險。應把旁路電容器C1布設在盡可能靠近OUT和VSS引腳的地方，這一點很重要。將10Ω電阻器安放在盡可能靠近MOSFET柵極引腳之處。這將減少導致MOSFET自激振蕩的寄生走線電容。

　　FB引腳在調節環路閉合時對寄生電容很敏感。這種電容性負載引起的后果之一是在過壓調節期間產生輸出振蕩。建議將電阻器RFB1和RFB2布設在靠近器件引腳的地方，并最大限度地減小FB走線本身的尺寸。