在Q1截止期間因有次級電流i2流過NS，在NS上產生的電壓幅值近似為輸出電壓VO(忽略二極管正向壓降及引線損耗)，此電壓反映在初級繞組NP上產生感應電動勢VNP：

         VNP=VO   (8)

因此截止時功率管Q1所承受的最大電壓應力為

       VDSmax=VDCmax＋VNP=VDCmax＋VO       (9)

    在實際運用時，Q1所承受的最大電壓應力不僅限于VDSmax，同時還要加上由變壓器漏感所帶來的附加電壓尖峰(估計約為0.3VDC)，而且在選雙極型管時，需要注意以上二者之和應該比所選管的額定值VCEO小30％，這樣才有足夠的安全余量。

    2）連續工作方式如果市電電壓升高或者接收負載減輕，這使次級電流i2在Q1的下一次導通到來之時仍未下降到零，磁芯仍含有一部分儲能，它會反映到初級，使此后Q1的每一次導通，相應的初級電流i1及磁通φ都不是從零而是從一個恒定值開始上升。這種工作狀態叫連續方式，其波形如圖4所示。

圖4  連 續 方 式 波 形

    應該指出，根據磁通復位原則，在連續方式中會存在一個磁通平衡點φO，在φO的基礎上讓導通時的磁通增加量Δφ1等于截止時磁通減少量Δφ2，故有

          VDCton=VOtoff

得出

          VO=VDC=   (10)

    由式（10）可知，如果圖1的電路工作在連續方式中，則輸出電壓VO只取決于匝數比NS/NP，時間比ton/toff以及輸入直流電壓VDC，而和負載RL無關。

    同樣地，實際的電源應該象圖3那樣加入反饋電路，那么由式(10)可知，這個電路的作用應該是當輸入直流電壓VDC升高時，讓ton減少，或者當VDC減少時，讓ton升高，以便保持輸出電壓VO不變。

    如果將式(8)代入式(10)，則有

       VDCton=VNPtoff   （11）

由此可進一步簡化式(9)，即截止時功率管Q1所承受的最大電壓應力可化為

        VDSmax=VDCmax＋VO=VDCmax＋VDCmax=        (12)

考慮功率管還要承受由變壓器漏電感所引起的電壓尖峰(其值約為0.3VDCmax)。因此實際VDSmax′應為

       VDSmax′=VDSmax＋0.3VDCmax=1.3VDCmax＋(NP/NS)VO     (13)

    3）實例

    有一29吋電視機其最大輸入市電電壓為AC 264V，變壓器NP=32匝，NS=28匝，VO=140V，則由式(13)得出VDSmax′=1.3××264V＋160V=645V。設計時，對MOSFET管要選擇其VDS耐壓≥VDSmax′的，下面介紹連續方式的輸入、輸出電流與負載功率的關系。

    圖5示出連續方式的初級和次級電流波形。其輸出功率等于輸出電壓乘次級電流脈沖的平均值。現定義ICSR為次級電流脈沖線性斜坡部分的中點值，故有

          PO=VOICSR=VOICSR(1－ton/T)    (14)

          ICSR=         (15)

    圖5中的初級電流脈沖線性斜坡部分的中點值ICPR，則由Pi=1.25PO=VDCICPR得

          ICPR=    (16)

圖5  連 續 方 式 中 的 初 次 級 電 流 臺 階

需要注意的是，連續方式的出現剛好在初級電流斜坡出現臺階的時候，由圖5可見當ICPR升高到等于斜坡幅度ΔI1P的一半時，電流臺階開始出現，此時的ICPR在連續方式中是最小的，結合式(16)有

          ICPRmin=ΔI1P=

或者

     ΔI1P=    (17)

上式的tonmax可由式(11)在給定的最小VDCmin下求出。又因ΔI1P=(VDCmin)ton/LP故有

        LP==     (18)

    利用式(10)～(18)，可以計算工作于連續方式下的反激型變換器各相關參數值。需要指出的是，分別按二種方式來設計反激型變換器，會得出很不同的結果。例如文獻[1]曾使用不連續與連續兩種工作方式分別設計一個工作于50kHz的DC/DC反激變換器，假定其輸入DC電壓為38V，輸出5V，輸出功率為50W，則對初級電感LP以及初次級電流會得出如下表1所示的很不同結果。

表1  不同工作方式下的反激型變換器設計比較