2.3 外部補償網絡的設計

　　由于零點能產生超前相移， 可抵消極點產生的滯后相移。因此如果在電路中加入補償網絡，設置一個零點將能夠抵消外部電路產生的極點，從而抑制放大器的自激振蕩。由于誤差放大器沒有設置補償端口，因此補償網絡需要設置在外部。如圖5 所示，在反饋電阻Rf兩端并聯一個電容Cf，由此可產生一個零點。通過恰當設置此零點的頻率就可抵消新極點產生的附加相移，使總的相移不超過-180°。因為所估算的外部極點頻率為5 kHz，所以零點頻率就要設置在5 kHz 附近。

　　根據公式：

　　將fz=5 kHz 帶入，可得Cf=212 pF。

　　選擇Cf為220 pF 即可。由于在電路中放入電容Cf，因此將產生一個新的極點，它的頻率為：

　　將數值帶入上式可得新的極點頻率為1.5 MHz， 這相當于將外部極點P2 移動到了如圖7 所示的P2′的位置。

　　由圖6 可以看出盡管在增益0 dB 以上存在兩個極點，但是當增益降為0 dB 時，相移依然沒有超過-180°，所以自激振蕩條件就被破壞，電路不會產生自激振蕩。同時從圖上可以看到，使用這種方法時放大器的帶寬損失很小。但是根據式（3）可以看出，新極點的頻率與放大器的增益有關，如果放大器增益過小，則會因為極點向高頻率移動距離太小而大大影響到補償的效果。特別地當作為電壓跟隨器使用時（此時放大器輸出與反相輸入端直接相連，反饋電阻為零），新極點的頻率不會向高頻移動，則此電路就會完全沒有效果。由于各種因素的影響以及估算的誤差，實際的特性曲線會與理論有一些差距，因此所設置的零點還需要通過實驗來進行調整（后面的實驗也證實了這一點）。

　　3 外部補償網絡的實驗驗證

　　實驗電路的連接依照圖5 所示， 分別將容值為22 pF，100 pF，220 pF 的Cf接入電路中， 并觀察UC3875 的控制輸出波形。如圖7 所示為使用22 pF 電容時的波形。此電路中由于所設置零點在極點之后距離較遠的地方，波形抖動有一些減弱，但是其抖動幅度依然很大。

　　圖8 為使用100 pF 電容時的波形，可以看到其抖動幅度大幅減小。此時電路中所設置的零點頻率比較靠近極點位置，已經體現出振蕩抑制的效果，但輸出的振蕩幅度仍很明顯。

　　當更換為220 pF 電容時，波形的抖動基本消失。電路中零點位置在上文所估算的極點位置附近。通過對示波器上波形的仔細觀察，仍然能發現極其微弱的抖動。這說明實際極點的位置與前面的估算值有些差距，因此在電路實際情況不是十分清楚的情況下，進行估算而得出的補償網絡參數還需要在實際實驗中進行驗證并調試。

　　考慮到實際應用中各種因素的影響以及估算的誤差，需要在設計補償網絡時保持一定的裕量。因此將Cf選為470 pF，將其接入電路中后UC3875 的輸出控制的波形如圖9 所示，輸出波形抖動已經完全消失，UC3875 已經穩定工作。對誤差放大器的輸出端進行觀察后發現，其輸出已經變成一條平直的直線。其輸出電壓的振蕩完全消失。

　　4 結論

　　雖然目前很多通用運算放大器及開關電源控制IC 內部的誤差放大器都進行了相位補償，但是有時外部會產生新的極點使電路變得不穩定。筆者所采用的方法是使用一個零點對新極點進行抵消，從而使其穩定工作，使用這種方法基本不會損失運放的帶寬，同時能起到良好的效果。采用這種補償方法需要有一個前提條件，那就是放大器需要有比較大的閉環增益，這樣才能產生比較好的效果。而在開關電源應用中，為了得到穩定的輸出電壓，內部誤差放大器的閉環增益一般都會比較大，因此非常適合使用這種方法。