輸出環節設計

　　以+5V輸出環節為例，次級線圈上的高頻電壓經過UF5401型100V／3A的超快恢復二極管D7，由于+5V輸出功率相對較大，于是增加了后級LC濾波器，以減少輸出紋波電壓。濾波電感L2選用被稱作“磁珠”的3.3μH穿心電感，可濾除D7在反向恢復過程中產生的開關噪聲。

　　對于其他兩路輸出，只需在輸出端分別加上濾波電容。其中R3、R4分別為輸出的假負載，它們能降低各自輸出端的空載和輕載電壓。

　　反饋環節設計

　　反饋同路主要由PC817和TL431及若干電容、電阻構成。其中U2為TL431，它為可調試精密并聯穩壓器，利用電阻R5、R6分壓獲得基準電壓值。通過調節R5、R6的值可以調節輸出電壓的穩壓值。C8為TL431的頻率補償電容，可以提高TL43l的瞬態頻率響應。C7為軟啟動電容，取C7=22μF時可增加4ms的軟啟動時間，在加上TOP222G本身已有的10ms軟啟動時間，則總共為14ms。

　　U3為PC817型線性光耦合器，其電流傳輸比（CTR）范圍為80％～160％，，能夠較好地滿足反饋回路的設計要求，而目前國內常用的4N25、4N26屬于非線性光耦合器，不宜采用。反饋繞組上產生的電壓經D4、C9整流濾波，獲得非隔離式+12V輸出，為PC817接收管的集電極供電。由于反饋繞組輸出電流較小，次級采用D4硅高速開關管1N4148。光耦PC817能將+5V輸出與電網隔離，其發射極電流送至TOP222G的控制端，用來調節占空比。

　　C3為控制端旁路電容，它能對控制回路進行補償并設定自動重啟頻率。當C3=47μF時，自動重啟頻率為1.2Hz，即每隔0.83s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作。

　　R2為PC817中LED的外部限流電阻。實際上除了限流保護作用外，他對控制回路的增益也具有重要影響。當R2改變時，會依次影響到下列參數值：IF→IC→D→UO，也就相當于改變了控制回路的電流放大倍數。

　　下面簡要分析一下反饋回路實現穩壓的工作原理。當輸出電壓UO發生波動且變化量為UO時，通過取樣電阻R5、R6分壓后，就使TL431的輸出電壓UK也產生相應的變化，進而使PC817中LED的工作電流IF改變，最后通過控制端電流IC的變化量來調節占空比D，使UO產生相反的變化，從而抵消UO的波動。上述穩壓過程可歸納為：

　　UO ↑→UK ↓→IF ↑→IC ↑→D ↓→UO↓→最終使UO不變。

　　其余各路輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器的匝數來確定。

　　變壓器設計

　　變壓器的設計是整個電源設計的關鍵，它的好壞直接影響電源性能。

　　磁芯及骨架的確定

　　由于本文選用漆包線繞制，而且EE型磁芯的價格低廉，磁損耗低且適應性強，故選擇EE22，其磁芯長度A=22mm。從廠家提供的磁芯產品手冊中可查得磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2，有效磁路長度1=3.96cm，磁芯等效電感AL=2.4μH／匝2，骨架寬度b=8.43mm。

　　確定最大占空比Dmax

　　根據公式：

　　其中，UOR=135V，直流輸入最小電壓值UImin=90V，MOSFET的漏-源導通電壓UDS（ON）=10V，代入上式得：Dmax=64.3％，接近典型值67％。Dmax隨著輸入電壓的升高而減小。

　　計算初級線圈中的電流

　　輸入電流的平均值IAVG為：

　　初級峰值電流IP為：

　　其中，KRP為初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值，當電壓為寬范圍輸入時，可取0.9。將Dmax=64.3％代入得，IP=0.518A。

　　確定初級繞組電感LP

　　其中，損耗分配系數Z=0.5，IP=0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代入得：LP≈1265μH。