我們必須謹(jǐn)慎選擇功率 MOSFET，以便它可以處理峰值電壓和電流，同時(shí)最小化功耗。功率FET的電流額定值可以決定ZETA轉(zhuǎn)換器的最大輸出電流。

　　如圖 3 所示，Q1 承受了 VIN(max) + VOUT 的最大電壓。Q1 的峰值電流額定值必須為

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　　在相關(guān)環(huán)境溫度下，F(xiàn)ET 功耗額定值必須大于傳導(dǎo)損耗(FET rDS(on) 的函數(shù))和開關(guān)損耗(FET 柵極電荷的函數(shù))的和，計(jì)算方法如方程式 13 所示：

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　　其中，QGD 為柵極到漏極電荷，QG 為 FET 的總柵極電荷，IGate 為最大驅(qū)動(dòng)電流，而 VGate 為控制器的最大柵極驅(qū)動(dòng)。Q1 的 RMS 電流為：

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　　輸出二極管必須要能夠處理與Q1相同的峰值電流，即IQ1(PK)。該二極管還必須能夠承受大于 Q1 最大電壓(VIN(max) + VOUT)的反向電壓，以處理瞬態(tài)和振鈴問題。由于平均二極管電流為輸出電流，因此二極管的封封裝必須要能夠驅(qū)散高達(dá) IOUT×VFWD 的功率，其中 VFWD 為肖特基二極管 IOUT 的正向電壓。

　　環(huán)路設(shè)計(jì)

　　ZETA 轉(zhuǎn)換器是一種具有多個(gè)實(shí)復(fù)極頻和零頻的四階轉(zhuǎn)換器。與 SEPIC 轉(zhuǎn)換器不同，ZETA 轉(zhuǎn)換器沒有右半面零點(diǎn)，并且更容易獲得補(bǔ)償，以使用更小的輸出電容值達(dá)到更大環(huán)路帶寬和更好負(fù)載瞬態(tài)結(jié)果。參考文獻(xiàn) 1 提供一個(gè)基于狀態(tài)空間平均法的較好數(shù)學(xué)模型。該模型將電感 DC 電阻 (DCR) 排除在外，但卻包括了電容 ESR。盡管參考文獻(xiàn) 1 中的轉(zhuǎn)換器使用陶瓷電容，但就后面的設(shè)計(jì)舉例而言，電感 DCR 代替了電容 ESR，這樣模型便可以更加緊密地匹配測(cè)得值。開環(huán)路增益帶寬(即利用一個(gè)可接收的典型 45o 相位余量讓增益穿過零頻的頻率)，應(yīng)該大于 L1b 和 CC 的諧振頻率，這樣反饋環(huán)路便可以在該諧振頻率下利用基頻阻尼輸出端出現(xiàn)的非正弦紋波。

　　設(shè)計(jì)舉例

　　就本例而言，諸多要求都是針對(duì)一個(gè) η= 0.9 峰值效率的 12-V、1-W 電源。負(fù)載為穩(wěn)態(tài)，因此幾乎看不到負(fù)載瞬態(tài)。2-A 輸入電源為 9 到 15V。我們選擇了異步電壓模式控制器即 TI TPS40200，其工作在 340 和 460kHz 之間的開關(guān)頻率下。輸入端和快速電容器的最大允許紋波分別為彼此交叉最大電壓的 1%。最大輸出紋波為 25 mV，而最大環(huán)境溫度為 55oC。由于 EMI 并不是問題，通過使用最小輸入電壓，我們選擇了具有更低電感值的電感。下一頁的表 1 概括了前面介紹的一些設(shè)計(jì)計(jì)算方法。我們忽略了方程式 7 到 9 以及方程式 11，因?yàn)槭褂昧烁?RMS 電流額定值的低 ESR 陶瓷電容。

　　表 1 舉例ZETA轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)計(jì)算

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　　圖 4 顯示的是示意圖，而圖 5 則顯示了 ZETA 轉(zhuǎn)換器的效率。在下一頁，圖6 顯示了轉(zhuǎn)換器在深度 CCM 下的運(yùn)行情況，而圖 7 則顯示了環(huán)路響應(yīng)。

　　圖 4 1A 電流時(shí) 9V 到 15V VIN 和 12-V VOUT 的 ZETA 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

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