LLC串聯諧振轉換器（SRC）自問世以來由于其特殊的性能表現，使其成為非常普遍的拓墣，特別是其效率和功率密度遠遠優于其它的DC-DC轉換器拓墣。然而，由于它不包含電感輸出濾波器，而在輸出級僅需一個電容濾波器，因而不可避免地會在輸出電容產生高紋波電流。因此，LLC-SRC可作為高電壓和低電流的理想應用，如PDP持續電源。

　　當然，它也適用于中電壓和中電流應用，如LCD電源，但必需在輸出級使用許多并聯的極低ESR電容器，以減少輸出紋波電壓，以及輸出電容的電流應力。由于輸出電容的高紋波電流可能導致輸出電容煺化，并降低DC-DC轉換器的使用壽命，最近新開發的兩相交錯式LLC DC-DC轉換器，可望顯著地減少輸出電容中的輸出紋波電流。

　　理論上，兩相交錯作業的輸出紋波電流大約為傳統轉換器的1/5。然而，這并不足以用于極高電流應用，如電動汽車的功率轉換器、電池充電器或伺服器電源等等。

　　本文在此提出一種新型叁相交錯式LLC諧振DC-DC轉換器設計。該轉換器包含叁個普通LLC諧振DC-DC轉換器，每個轉換器分別以π/3相位差運作。因此輸出電容的紋波電流得以顯著減小，并且延長轉換器的使用壽命。為了確保所提出轉換器的有效性，本文使用1kW（12V/84A） DC-DC轉換器塬型進行試驗，并展示測試結果，結果證明在低電壓和高電流輸出條件下該方案的有效性。

　　本文提出的電路架構：叁相交錯式LLC-SRC的電路圖以及等效單相運作的電路圖，如圖1所示，理論波形如圖2所示。兩種諧振電路的組成依照負載狀態：一種是無負載下由Lr、Lm、和Cr組成，另一種是大量負載下由Lr和Cr組成。因此，需要針對兩種不同的諧振頻率分別依照以下公式進行分析：

　　圖1： 叁相交錯式LLC-SRC。

　　品質因數（Qs）由以下公式導出：

　　（3）

　　在此處，n=N1/N2，Zr1為fs=fr1時的特性阻抗，Ro=Vo/Io。如果開關頻率低于第一個諧振頻率fr1時，次級整流器可以進行軟換向，那么，反向恢復損耗則可以忽略。在低電壓高電流應用條件下輸出電容的紋波電流ΔIc將會極高。我們假設Imax - Imin = ΔIc。那么，紋波電流的比例可按以下公式確定：

　　（4）

　　當開關頻率fs = fr1，輸出電流Io由以下公式導出：

　　（5）

　　即使為了確保更長的使用壽命而必須抑制電容的電流應力，LLC-SRC電容紋波電流也必然會很高，因為它的輸出濾波器僅包含了電容。然而，如果應用交錯控制技術，就可以顯著地減少LLC-SRC的輸出紋波電流。當開關頻率fs與第一個諧振頻率fr1相同，非供電時期，圖2中的t2~t4則可以被忽略。

　　圖2：單相運作的理論波形。

　　在fs = fr1條件下，計算從單相到六相LLC-SRC交錯運行的紋波比。其結果顯示以叁相交錯運行的紋波電流大約為單相運行的1/11。

　　實驗結果與結論：為了驗證叁相交錯式LLC諧振轉換器的有效性，我們所進行的實驗是使用一個1kW的叁相交錯式LLC諧振轉換器，其中，輸入電壓為400V，輸出為12V/84A。我們為叁相交錯作業建置的控制方案如圖3所示，諧振參數如表1所示。圖4則顯示諧振電流的波形和電容在全負載條件下的紋波電流。不同相位之間的相位差為60°，測量到紋波電流ΔIc為20.4A和%ΔIc 為24.3%。

　　圖3.叁相交錯式控制方案。

　　表1. 諧振參數。

　　圖4. 電容的諧振電流和紋波電流。

　　即使因為非供電時期以及諧振電流中的不平衡，所獲得的紋波電流比與計算結果不同，但還是驗證了透過交錯運作可以顯著地減少輸出電容的紋波電流。因為對于每一轉換器的負載狀況，DC增益特性必然是不同的，在相位間產生了電流不平衡。因此，需要進一步研究運用相位管理功能的負載共享方法。

　　本文提出了多相交錯式LLC-SCR及其控制策略。因為透過交錯運作可以顯著地減少輸出紋波電流，這特別適于低電壓且高電流的應用，例如伺服器電源系統，而傳統的LLC-SRC通常只適用于高電壓低電流應用。透過減少電流應力，可以使用一個較小的電容并且可以延長電源的使用壽命。