作者：ADI公司 Henry J. Zhang

開關(guān)頻率優(yōu)化

一般來講，開關(guān)頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，降低其成本。帶寬更高也可以改進負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。但是，開關(guān)頻率更高也意味著與交流相關(guān)的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應(yīng)力。目前，對于 ≥10A的輸出電流應(yīng)用，大多數(shù)降壓型電源的工作頻率范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對于《10A的負(fù)載電流，開關(guān)頻率可高達(dá)幾MHz。每個設(shè)計的最優(yōu)頻率都是通過仔細(xì)權(quán)衡尺寸、成本、效率和其他性能參數(shù)實現(xiàn)的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感峰峰值紋波電流可計算如下：

在給定開關(guān)頻率下，低電感提供大紋波電流并產(chǎn)生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加MOSFET RMS電流和傳導(dǎo)損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導(dǎo)損耗也可能較高。通常，在選擇電感時，會選擇超過最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供應(yīng)商通常指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供應(yīng)商的最大額定值內(nèi)設(shè)計電感的最大直流電流和峰值電流非常重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉(zhuǎn)換器選擇MOSFET時，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN（MAX）。但是，不要選擇額定電壓過高的FET。例如，對于16VIN（MAX）電源，額定值為25V或30V的FET非常適合。額定值為60V的FET的電壓過高，因為FET的導(dǎo)通電阻通常隨額定電壓的增加而增加。接下來，F(xiàn)ET的導(dǎo)通電阻RDS（ON）和柵極電荷QG（或QGD）是兩個最重要的參數(shù)。通常需要在柵極電荷QG和導(dǎo)通電阻RDS（ON）之間進行取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導(dǎo)通電阻RDS（ON），而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS（ON）和大QG。在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂部MOSFET Q1同時吸收了傳導(dǎo)損耗和交流開關(guān)損耗。Q1通常需要低QGFET，特別是在具有低輸出電壓和小占空比的應(yīng)用中。低壓側(cè)同步FET Q2的交流損耗較小，因為它通常在VDS電壓接近零時導(dǎo)通或關(guān)斷。在這種情況下，對于同步FET Q2，低RDS（ON）比QG更重要。如果單個FET無法處理總功率，則可并聯(lián)使用多個MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應(yīng)選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容具有脈動開關(guān)電流和大紋波電流。因此，應(yīng)選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保使用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容通常在輸入端并聯(lián)使用。

輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，而且決定負(fù)載瞬態(tài)性能。輸出電壓紋波可以通過公式（15）計算。對于高性能應(yīng)用，要盡量減少輸出紋波電壓并優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，ESR和總電容都很重要。通常，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容（MLCC）都是不錯的選擇。

關(guān)閉反饋調(diào)節(jié)環(huán)路

開關(guān)模式電源還有一個重要的設(shè)計階段——通過負(fù)反饋控制方案關(guān)閉調(diào)節(jié)環(huán)路。這項任務(wù)通常比使用LR或LDO更具有挑戰(zhàn)性。它需要充分了解環(huán)路行為和補償設(shè)計，通過穩(wěn)定環(huán)路來優(yōu)化動態(tài)性能。

降壓轉(zhuǎn)換器的小信號模型

如前所述，開關(guān)轉(zhuǎn)換器隨開關(guān)開啟或關(guān)閉狀態(tài)改變工作模式。它是一個分立式非線性系統(tǒng)。要使用線性控制方法來分析反饋環(huán)路，需要進行線性小信號建模［1］［ 3］。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號轉(zhuǎn)換函數(shù)實際上是一個具有兩個極點和一個零點的二階系統(tǒng)，如公式（16）所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個極點。有一個由輸出電容和電容ESR決定的零點。

其中，，

電壓模式控制與電流模式控制

輸出電壓可由閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)節(jié)，如圖11所示。例如，當(dāng)輸出電壓增加時，反饋電壓VFB增加，而負(fù)反饋誤差放大器的輸出減少。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運算放大器的補償網(wǎng)絡(luò)可能是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡(luò)［3］ ［ 4］。只有一個控制環(huán)路來調(diào)節(jié)輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓控制器。

圖12顯示使用LTC3775電壓模式降壓控制器的5V至26V輸入、1.2V/15A輸出同步降壓電源。由于LTC3775具有先進的PWM調(diào)制架構(gòu)和極低（30ns）的最短導(dǎo)通時間，因此該電源適合將高電壓汽車或工業(yè)電源轉(zhuǎn)換為當(dāng)今微處理器和可編程邏輯芯片所需的1.2V低電壓的應(yīng)用。高功率應(yīng)用需要具有均流功能的多相降壓轉(zhuǎn)換器。使用電壓模式控制，需要額外的均流環(huán)路來平衡并聯(lián)降壓通道中的電流。用于電壓模式控制的典型均流法是主從法。LTC3861就是這樣一款PolyPhase?電壓模式控制器。其±1.25mV的超低電流檢測失調(diào)電壓使得并聯(lián)相位之間的均流非常精確，從而平衡熱應(yīng)力。［10］

圖11.電壓模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖

圖12.LTC3775電壓模式同步降壓電源提供高降壓比

電流模式控制使用兩種反饋環(huán)路：類似于電壓模式控制轉(zhuǎn)換器控制環(huán)路的外電壓環(huán)路，以及將電流信號饋送回控制環(huán)路的內(nèi)電流環(huán)路。圖13顯示直接檢測輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的概念方框圖。使用電流模式控制時，電感電流取決于誤差運算放大器的輸出電壓。電感成為電流源。因此，從運算放大器輸出VC到電源輸出電壓VO的轉(zhuǎn)換功能成為單極性系統(tǒng)。這使環(huán)路補償變得更加簡單。控制環(huán)路補償不太依賴于輸出電容ESR零點，因此可使用所有陶瓷輸出電容。

電流模式控制還有很多其他優(yōu)勢。如圖13所示，由于峰值電感電流受到運算放大器VC的逐周期限制，因此電流模式控制系統(tǒng)在過載條件下會更精確、更快速地限制電流。浪涌電感電流在啟動過程中也會受到良好的控制。此外，當(dāng)輸入電壓變化時，電感電流不會快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態(tài)性能。并聯(lián)多個轉(zhuǎn)換器時，通過使用電流模式控制，也很容易在電源之間實現(xiàn)均流，這對使用PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器的可靠高電流應(yīng)用至關(guān)重要。總而言之，電流模式控制轉(zhuǎn)換器比電壓模式控制轉(zhuǎn)換器更可靠。

電流模式控制方案需要精確檢測電流。電流檢測信號通常是對開關(guān)噪聲敏感的數(shù)十毫伏電平下的一個小信號。因此，需要正確仔細(xì)地設(shè)計PCB布局。通過檢測電阻、電感DCR壓降或MOSFET傳導(dǎo)壓降檢測電感電流，可關(guān)閉電流環(huán)路。典型的電流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。

圖13.電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖

恒頻與恒定導(dǎo)通時間控制

“電壓模式控制與電流模式控制”部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內(nèi)部時鐘產(chǎn)生的恒定開關(guān)頻率。輕松同步這些恒定開關(guān)頻率控制器是高電流PolyPhase降壓控制器的一個重要特性。但是，如果負(fù)載升壓瞬態(tài)剛好發(fā)生在控制FET Q1柵極關(guān)斷之后，則轉(zhuǎn)換器必須等待整個Q1關(guān)斷時間，直到下一個周期才能響應(yīng)瞬態(tài)。在占空比較小的應(yīng)用中，最壞情況下的延遲接近一個開關(guān)周期。

在此類低占空比應(yīng)用中，恒定導(dǎo)通時間谷值時電流模式控制響應(yīng)負(fù)載升壓瞬態(tài)的延遲更短。在穩(wěn)態(tài)操作中，恒定導(dǎo)通時間降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率幾乎是固定的。如果出現(xiàn)瞬變，開關(guān)頻率可快速變化以加速瞬態(tài)響應(yīng)。因此，該電源改進了瞬態(tài)性能，并可降低輸出電容和相關(guān)成本。

但是，通過恒定導(dǎo)通時間控制，開關(guān)頻率可能隨線路或負(fù)載的改變而改變。ADI公司的LTC3833是具有更復(fù)雜的導(dǎo)通時間控制架構(gòu)的谷值電流模式降壓控制器，該架構(gòu)是恒定導(dǎo)通時間控制架構(gòu)的變體，區(qū)別在于它通過控制導(dǎo)通時間，使開關(guān)頻率在穩(wěn)定的線路和負(fù)載條件下保持恒定。使用此架構(gòu)，LTC3833控制器具有20ns的最短導(dǎo)通時間，并支持38VIN至0.6VO的降壓應(yīng)用。該控制器可在200kHz至2MHz的頻率范圍內(nèi)與外部時鐘同步。圖14顯示具有4.5V至14V輸入和1.5V/20A輸出的典型LTC3833電源。［11］圖15顯示該電源可快速響應(yīng)突發(fā)的高壓擺率負(fù)載瞬變。在負(fù)載升壓瞬態(tài)期間，開關(guān)頻率增加以加快瞬態(tài)響應(yīng)。在負(fù)載降壓瞬態(tài)期間，占空比降為零。因此，僅輸出電感限制電流壓擺率。除LTC3833之外，對于多個輸出或PolyPhase應(yīng)用，LTC3838和LTC3839控制器也可提供快速瞬態(tài)、多相解決方案。

圖14.使用LTC3833的快速、控制導(dǎo)通時間電流模式電源

圖15.LTC3833電源在快速負(fù)載階躍瞬態(tài)期間提供快速響應(yīng)

環(huán)路帶寬和穩(wěn)定性

精心設(shè)計的SMPS應(yīng)該沒有噪聲。而補償不足的系統(tǒng)卻不是這樣，它往往是不穩(wěn)定的。補償不足的電源通常具有以下特征：磁性元件或陶瓷電容會發(fā)出噪聲、開關(guān)波形存在抖動、輸出電壓振蕩等。過度補償?shù)南到y(tǒng)很穩(wěn)定，噪聲也很小，但瞬態(tài)響應(yīng)慢。這樣的系統(tǒng)在極低頻率下（通常低于10kHz）具有環(huán)路交越頻率。瞬態(tài)響應(yīng)慢的設(shè)計需要很大的輸出電容才能滿足瞬態(tài)調(diào)節(jié)要求，從而增加了整體電源成本和尺寸。出色的環(huán)路補償設(shè)計性能穩(wěn)定、無噪聲，但不會過度補償，因此能夠快速響應(yīng)，使輸出電容最小。ADI公司的應(yīng)用筆記AN149文章詳細(xì)介紹了電源電路建模和環(huán)路設(shè)計的概念和方法［3］。對于經(jīng)驗不足的電源設(shè)計人員，小信號建模和環(huán)路補償設(shè)計可能有難度。ADI公司的LTpowerCAD?設(shè)計工具可處理復(fù)雜的公式，從而極大地簡化了電源設(shè)計，尤其是環(huán)路補償設(shè)計［5］ ［ 6］。LTspice?仿真工具集成了所有ADI器件模型，并提供額外的時域仿真以優(yōu)化設(shè)計。但是，在原型制作階段，通常需要對環(huán)路穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能進行基準(zhǔn)測試和驗證。

一般而言，閉環(huán)電壓調(diào)節(jié)環(huán)路的性能由兩個重要的值來評估：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕量。環(huán)路帶寬由交越頻率fC量化，在該頻率下，環(huán)路增益T（s）等于1 （0dB）。環(huán)路穩(wěn)定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來量化。環(huán)路相位裕量Φm定義為總T（s）相位延遲和交越頻率下–180°之間的差異。增益裕量定義為T（s）增益和總T（s）相位等于–180°的頻率下0dB之間的差異。對于降壓轉(zhuǎn)換器，通常認(rèn)為45度相位裕量和10dB增益裕量就夠了。圖16顯示電流模式LTC3829 12VIN至1VO/60A 3相降壓轉(zhuǎn)換器的環(huán)路增益的典型波特圖。本例中，交越頻率為45kHz，相位裕量為64度。增益裕量接近20dB。

圖16.LTpowerCAD設(shè)計工具可輕松優(yōu)化環(huán)路補償和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)

（以3相、單路輸出LTC3829降壓轉(zhuǎn)換器為例）

適合高電流應(yīng)用的PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器

隨著數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)越來越大，速度越來越快，其處理器和存儲器單元在電壓不斷降低的情況下需要更大的電流。在這些高電流下，對電源的需求倍增。近年來，由于PolyPhase（多相）同步降壓轉(zhuǎn)換器具有高效率和散熱均勻性能，因而一直廣泛用于高電流、低電壓電源解決方案。此外，借助多相交錯降壓轉(zhuǎn)換器，可顯著減少輸入和輸出端的紋波電流，從而減少輸入和輸出電容以及相關(guān)的電路板空間和成本。

在PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器中，精密電流檢測和均流變得非常重要。良好的均流可確保均勻的散熱和較高的系統(tǒng)可靠性。由于在穩(wěn)態(tài)下和瞬變過程中具有內(nèi)在均流功能，因此電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器通常成為首選。ADI公司的LTC3856和LTC3829是具有精密電流檢測和均流功能的典型PolyPhase降壓控制器。對于輸出電流為20A至200A以上的2相、3相、4相、6相和12相系統(tǒng)，可以菊花鏈形式連接多個控制器。

高性能控制器的其他要求

高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動來控制啟動過程中的浪涌電流。當(dāng)輸出過載或短路時，過流限制和短路閂鎖可保護電源。過壓保護功能可保護系統(tǒng)中的昂貴加載裝置。為了盡量減少系統(tǒng)的EMI噪聲，有時控制器必須與外部時鐘信號同步。對于低電壓、高電流應(yīng)用，遠(yuǎn)程差分電壓檢測可補償PCB電阻壓降，并精確調(diào)節(jié)遠(yuǎn)端負(fù)載的輸出電壓。在具有很多輸出電壓軌的復(fù)雜系統(tǒng)中，還需要在不同電壓軌之間進行時序控制和跟蹤。

PCB布局

元件選擇和原理圖設(shè)計只是電源設(shè)計過程中的一部分。開關(guān)電源設(shè)計中正確的PCB布局始終至關(guān)重要。事實上，其重要性怎么強調(diào)都不過分。良好的布局設(shè)計可以優(yōu)化電源效率，緩解熱應(yīng)力，最重要的是，可以盡可能減少走線和元件之間的噪聲和相互影響。為此，設(shè)計人員一定要了解開關(guān)電源的電流傳導(dǎo)路徑和信號流。通常需要付出很大的努力才能獲得必要的經(jīng)驗。詳細(xì)討論參見ADI公司的應(yīng)用筆記136和139。［7］［ 9］

圖17.使用LTC3829的3相、單路VO高電流降壓轉(zhuǎn)換器

選擇各種解決方案——分立式、單片式和集成電源

在集成層面，系統(tǒng)工程師可以決定選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示適合典型負(fù)載點電源應(yīng)用的分立式電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器IC、外部MOSFET和無源元件在系統(tǒng)板上構(gòu)建電源。選擇分立式解決方案的一個主要原因是元件的物料成本（BOM）低。但是，這需要良好的電源設(shè)計技能，且開發(fā)時間相對較長。單片式解決方案使用帶集成電源MOSFET的IC，進一步縮減了解決方案尺寸和元件數(shù)。該解決方案所需的設(shè)計技能和開發(fā)時間與分立式類似。全集成式電源模塊解決方案可顯著減少設(shè)計工作、開發(fā)時間、解決方案尺寸和設(shè)計風(fēng)險，但元件的BOM成本通常更高。

圖18.（a） 分立式12VIN至3.3V/10A LTC3778電源；

（b） 全集成式16VIN、雙路13A或單路26A LTM4620 μModule?降壓型穩(wěn)壓器示例

其他基本非隔離式DC/DC SMPS拓?fù)?/strong>