輔助電源是電機驅動、光伏逆變器和 UPS 系統等工業應用的重要組成部分。高壓直流總線轉換為 5 V 至 48 V 直流電源，為控制電路、傳感電路、冷卻風扇、SELV 電路等供電。在這些應用中，電源的電流隔離是一個常見的要求，功率電平通常低于 100 W。由于直流鏈路電壓的變化，它還應該能夠在寬輸入電壓范圍內工作，通常從 300 V 到 1000 V。單開關反激式拓撲結構簡單，元件數量最少，成本低，是此類低功率 DC-DC 電源轉換的廣泛使用的拓撲結構之一。

圖 1：單開關反激式轉換器

使用 SiC MOSFET 的 300V~1000V 單開關反激式轉換器的設計注意事項

單開關反激式轉換器中的電源開關器件必須能承受最大電壓，該電壓定義為最高輸入電壓、變壓器感應效應、次級反射電壓和電路布局寄生電感引起的過電壓之和。在 1000 V 輸入時，該峰值電壓很容易超過 1200 V。雖然 1500 V Si MOSFET 無法提供足夠的電壓安全裕度，但需要使用額定值 2000 V 及以上的 Si MOSFET。由于其較高的特定導通電阻，這將導致尺寸過大的 MOSFET 具有降低的功率密度。此外，此類 MOSFET 將增加半導體在應用中的整體成本。

針對此類問題，Littelfuse 提供了 1700 V SiC MOSFET，即使對于 1000 V 標稱輸入直流鏈路電壓也能提供足夠的電壓裕度。與 2000V Si MOSFET 對應物相比，1700V SiC MOSFET 的特定導通電阻降低了近 82%。這將大大降低傳導損耗和半導體成本，同時提高功率密度和應用。此外，碳化硅 MOSFET 的低開關能量和超低柵極電荷支持更高的開關頻率，因此可以在提高轉換器效率的同時實現更緊湊、低損耗的變壓器設計。在最好的情況下，被動冷卻是可能的。

工作原理

如圖 1 所示，當 MOSFET 導通時，能量存儲在變壓器的初級線圈中。變壓器的次級側被二極管阻斷，負載由次級側的輸出電容器供電。

當 MOSFET 關斷時，MOSFET 兩端的初級電壓超過輸入電壓加上次級繞組反射的輸出電壓。在此期間，次級側二極管 D1 導通，變壓器初級兩端的電壓近似鉗位到反射輸出電壓。

關斷事件會中斷流經變壓器初級繞組的電流，導致 MOSFET 上出現電壓尖峰，該電壓尖峰與雜散電路電容諧振并產生大振幅高頻振鈴。

這種諧振被 RCD 鉗位 / 緩沖電路抑制。碳化硅 MOSFET 提供更高的電壓裕度，因此允許更低的緩沖器損耗。緩沖電容需要足夠大，以在吸收泄漏能量的同時保持較小的電壓紋波。

變壓器設計

變壓器是設計中的關鍵無源元件。磁芯材料和繞組線選擇決定了變壓器的功率損耗和溫升。漏感影響功率 MOSFET 上的電壓振鈴和峰值電壓，并決定 RCD 鉗位電路設計。隔離電容會影響系統的共模噪聲發射。

變壓器的初級與次級匝數比決定了初級側 MOSFET 和次級側整流二極管上的實際峰值電壓。對于 1700 V MOSFET，考慮到最大漏感電壓尖峰為最大輸入電壓的 25%，建議降額 15%。二次側的最大允許反射電壓可估算為：

其中 V F是輸出整流二極管的正向電壓

輸出電路設計

輸出電容的最小值由紋波要求決定。

輸出整流二極管峰值電壓等于輸出電壓加上反射輸入電壓，如以下等式所示：

柵極驅動及控制電路

SiC MOSFET 具有超低輸入電容，因此開啟器件所需的柵極電荷也非常低。PWM 控制器 IC 可以直接驅動 SiC MOSFET，無需額外的驅動器 IC，從而進一步降低系統成本。

建議使用不同的導通和關斷電阻 - 較小的導通電阻以減少導通損耗，較大的關斷電阻以減少電壓振鈴和 EMI 噪聲發射。

SiC MOSFET 需要比 Si MOSFET 更高的柵極驅動電壓。15V 到 20V 的值通常會產生最低的導通電阻。降低驅動電壓將降低短路峰值電流，這可能會提高系統的耐用性，但代價是 R DS（on）值略有增加。這種影響在較高的工作溫度下不太明顯。例如，18V 驅動 MOSFET 的最佳驅動電壓為 20V，在 125°C 時導通電阻只會增加 3.5%。然而，如果驅動電壓太低，器件可能會在較低的電流下飽和而無法支持高峰值電流。

優化柵極環路的實際布局并使其盡可能短至關重要。關鍵設計目標是降低柵極環路電感并避免近場耦合，以最大限度地減少柵極振鈴和高峰值柵極電壓。

具有 300V~1000V 寬輸入和 12V 輸出的 1700V 參考設計的性能

選擇 Littelfuse 的 1700 V 750mΩ SiC MOSFET（部件號 LSIC1MO170E0750）作為初級側開關。晶體管 TO-247-3 封裝提供了較大的熱交換面積和較低的熱阻 R THJ-C，以簡化熱管理，同時降低芯片的功率損耗和被動冷卻。

選擇 Littefuse 的 150 V 二極管（部件號 DSA30C150PB）作為整流二極管。

考慮到轉換器損耗的整體優化目標，選擇開關頻率 f s =110 kHz，變壓器的匝數比選擇為 12。對于 12V 輸出電壓，額定輸出電壓紋波 《10mV。

該電路旨在在最大輸入電壓下在 50% 到 100% 的負載范圍內保持連續導通模式操作 （CCM）。這是一方面減少半導體損耗和 EMI，另一方面減少變壓器匝數之間的權衡。后者影響 RCD 鉗位電路中的重量、漏感和功率損耗。

對于所有輸入電壓條件，轉換器效率在 40% 負載以上都高于 80%。在 50% 負載和 300 V 輸入電壓下可實現 89.3% 的峰值效率。

圖 2：不同輸入電壓條件下測得的效率與輸出功率的關系

如圖 10 所示，在 SiC MOSFET 上沒有連接散熱器、在 25°C 環境溫度下自然對流冷卻的情況下，SiC MOSFET 在 1000 V 輸入電壓下滿載時的最高溫度達到 106.5°C。當輸入電壓增加時，MOSFET 溫度會顯著增加，這主要是由開關損耗驅動的。二極管和變壓器的溫度保持在 80°C 以下。

圖 3：不同輸入電壓（25°C 環境溫度）下滿載時的熱圖像

1700V SiC MOSFET 是應對為工業系統設計寬輸入電壓輔助電源轉換器的挑戰的可靠解決方案。與依賴傳統 Si MOSFET 拓撲的設計相比，它們允許使用簡單、經過驗證的拓撲，同時提供卓越的熱性能和低得多的功率損耗。

有關主動啟動功能的設計、閉環控制、變壓器的逐步尺寸和設計以及布局思路的詳細信息，請參見 Littelfuse.com 上 Littelfuse 的完整應用說明“60W 輔助電源”。