能量轉換系統必定存在能耗，雖然實際應用中無法獲得100%的轉換效率。

但是，一個高質量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%。

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下圖是杰華特JW5031S降壓轉換器集成了低導通電阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲線如圖所示。

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降壓轉換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉換成較低的直流輸出電壓。

為了達到這個要求，MOSFET 以固定頻率(fs)，在脈寬調制信號(PWM)的控制下進行開、關操作。

當MOSFET 導通時，輸入電壓給電感和電容(L 和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負載。

在此期間，電感電流線性上升，電流回路如上圖中的回路1 所示。

當MOSFET 斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。

電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如上圖中的環路2 所示。

MOSFET 的導通時間定義為PWM 信號的占空比(D)。

D 把每個開關周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對應于MOSFET 的導通時間(環路1)和二極管的導通時間(環路2)。

所有拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關周期，實現電壓轉換。

1、MOSFET導通損耗

絕大多數DC-DC 轉換器拓撲中的MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。

相關損耗主要包括兩部分：傳導損耗和開關損耗。

MOSFET和二極管是開關元件，導通時電流流過回路。

器件導通時，傳導損耗分別由MOSFET 的導通電阻(Rds(ON))和二極管的正向導通電壓決定。

MOS作為開關管時的導通損耗 ?

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上式給出了中MOSFET 傳導損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因為電流線性上升時所產生的功耗大于由平均電流計算得到的功耗。

對于“峰值”電流，更準確的計算方法是對電流峰值和谷值(下圖中的IV 和IP)之間的電流波形的平方進行積分得到估算值。 ?



典型的降壓型轉換器的MOSFET 電流波形，用于估算MOSFET 的傳導損耗。

更準確的估算損耗的方法，利用IP 和IV 之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項。 ? ? ?

1.1 降低開關管的導通電阻可以有效地降低導通損耗

對于MOSFET而言，降低導通電阻可以有效降低導通損耗。

例如將IRF840換成IRF740可以將導通電阻從0.8Ω降低到0.55Ω，導通損耗可以降低40%以上；

若采用CoolMOS的SPP07N06C3(RDS(ON)=0.6Ω)替代IRFBC40（RDS（ON）=1.2Ω）導通損耗可以降低一半。

MOSFET廠家也是有類似摩爾定律的軍備競賽一樣，在Rds（on）的競爭也是非常激烈。主要玩家有英飛凌、NXP等。

1.2增加占空比可以降低導通損耗

在開關管額定電流相同的條件下，占空比為0.5的導通損耗是占空比0.4的導通損耗的80%。

有時為了獲得更合理的占空比，不惜采用多級電源轉換器。

例如48V產生1V，則先轉為12V，再轉為1V。12V轉1V，采用先轉5V，再轉1V等方案。 ?

MOSFET作為開關管時，導通損耗一般占開關管總損耗的2/3；

IGBT作為開關管時，導通損耗一般占開關管總損耗的1/3。 ?

1.3 其他降低導通損耗的方法

降額使用，例如將可以輸出250W的TOP250用于輸出50W的方案中，可以使電源效率達到87%；

選擇產品出廠時間比較晚的器件性能會比出廠時間比較早的器件導通電阻小；

選擇導通電壓降更低的器件作為開關管，例如用IRF740替代IRF840。 ?

2、二極管導通損耗

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如果是同步控制器，我們需要計算下管的寄生二極管在死區時間的導通損耗。

如果是非同步控制器，我們則需要計算二極管的續流時間的所有損耗。



二極管功耗，與正向導通電壓、開關頻率、死區時間、平均電流、相數有關。

所以我們需要選擇，導通電壓更小的MOSFET；

死區時間更小的控制器MOSFET組合；

適當選擇開關頻率。 ?

3、MOSFET開關損耗 ?



開關損耗隨著頻率的升高而增大，這一點很容易理解，隨著開關頻率提高(周期縮短)，開關過渡時間所占比例增大，從而增大開關損耗。

開關轉換過程中，開關時間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠遠小于開關時間為占空比的十分之一的情況。

由于開關損耗和頻率有很大的關系，工作在高頻時，開關損耗將成為主要的損耗因素。 ?

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在常規技術下，開關損耗隨開關頻率的升高而上升，輕載時（如30%負載）開關電源的效率會明顯降低。



開關管開關過程是開關感性負載，開通過程需要電流首先上升到“電源電流” 然后才是電壓的下降；

關斷過程則是電壓上升到“電源電壓”，然后才是電流的下降。

這些過程中，有電壓電流同時存在的現象。

其電流、電壓的乘積非常高，因而產生開關損耗。

如何降低開關損耗：

在開關管的開關過程中讓電流、電壓相對? 的相位發生變化可以降低開關損耗；

在開關管的開關過程中電流、電壓值存在一個，而另一個為零，可以消除開關損耗；

縮短開關過程可以減小開關損耗

驅動MOSFET能力對開關損耗產生的影響

驅動MOSFET實際上是對MOSFET的柵極電容的充放電過程。

例如在100ns時間內驅動一個100nC柵極電荷的MOSFET由關斷到導通或由導通到關斷需要1A驅動電流，如果是200mA則驅動時間就會變為500ns。

對應的開關損耗將會增加到1A驅動電流的5倍。

因此，驅動電流對于快速開關MOSFET非常重要。

經常我們在大功率的控制器的驅動管腳需要增加一個專門的控制器來控制MOSFET。

柵極電荷對開關損耗產生的影響

其中對MOSFET開關過程影響最大的是米勒電荷，即柵-漏極電荷。

例如柵極電荷為140nC的IRFP450（14A/500V）的柵-漏極電荷為80nC。

而fairchild的FQAF16N50（16A/500V，全塑封裝為11.5A）的柵-漏極電荷為28nC；ST的STE14NK50Z的柵-漏極電荷為31nC。

在相同的驅動條件下，IRFP450的開關時間大約為FQAF16N50的2.86倍；是STE14NK50Z的2.58倍。

對應的ORFP450的開關損耗也將是FQAF16N50的2.86倍，STE14NK50Z的2.58倍。

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4、切換控制模式實現輕載高效率

另一種重要的控制架構是針對輕載工作或較寬的負載范圍設計的，即跳脈沖模式，也稱為脈沖頻率調制(PFM)。

與單純的PWM 開關操作(在重載和輕載時均采用固定的開關頻率)不同，跳脈沖模式下轉換器工作在跳躍的開關周期，可以節省不必要的開關操作，進而提高效率。

跳脈沖模式下，在一段較長時間內電感放電，將能量從電感傳遞給負載，以維持輸出電壓。

當然，隨著負載吸收電流，輸出電壓也會跌落。

當電壓跌落到設置門限時，將開啟一個新的開關周期，為電感充電并補充輸出電壓。

需要注意的是跳脈沖模式會產生與負載相關的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的PWM 控制架構不同)，很難濾除。

先進的 IC 會合理利用兩者的優勢：重載時采用恒定PWM 頻率；輕載時采用跳脈沖模式以提高效率。

當負載增加到一個較高的有效值時，跳脈沖波形將轉換到固定PWM，在標稱負載下噪聲很容易濾除。

在整個工作范圍內，器件根據需要選擇跳脈沖模式和PWM 模式，保持整體的最高效率。

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降壓轉換器在PWM 和空閑(跳脈沖)模式下效率曲線。

注意：輕載時，空閑模式下的效率高于PWM模式。

PWM



PFM

電源紋波?

PWM? ? VS? ???PFM

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5、電感功耗阻性損耗

電感功耗包括線圈損耗和磁芯損耗兩個基本因素，線圈損耗歸結于線圈的直流電阻(DCR)，磁芯損耗歸結于電感的磁特性。

為了獲取更低的DCR，有些電感采用非常粗的導體纏繞磁芯，實現電感的值，會造成封裝很大。

這也是功率電感封裝一般比較大的原因。

已知DCR 和平均電感電流，電感的電阻損耗(PL(DCR))可以用下式估算：

PL(DCR)?= LAVG2× DCR ?

6、磁芯損耗

磁芯損耗并不像傳導損耗那樣容易估算，很難估測。它由磁滯、渦流損耗組成，直接影響鐵芯的交變磁通。

盡管平均直流電流流過電感，由于通過電感的開關電壓的變化產生的紋波電流導致磁芯周期性的磁通變化。

磁滯損耗源于每個交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率，可以將其看作磁場極性變化時偶極子相互摩擦產生的“摩擦”損耗，正比于頻率和磁通密度。

相反，渦流損耗則是磁芯中的時變磁通量引入的。由法拉第定律可知：交變磁通產生交變電壓。

因此，這個交變電壓會產生局部電流，在磁芯電阻上產生I2R 損耗。

磁芯材料對磁芯損耗的影響很大。

SMPS 電源中普遍使用的電感是鐵粉磁芯，鐵鎳鉬磁粉芯(MPP)的損耗最低，鐵粉芯成本最低，但磁芯損耗較大。

磁芯損耗可以通過計算磁芯磁通密度(B)的最大變化量估算，然后查看電感或鐵芯制造商提供的磁通密度和磁芯損耗(和頻率)圖表。

峰值磁通密度可以通過幾種方式計算，公式可以在電感數據資料中的磁芯損耗曲線中找到。

7、電容損耗

電容元件的實際物理特性導致了幾種損耗。

這些損耗主要表現在三個方面：等效串聯電阻損耗、漏電流損耗和電介質損耗。

電容的阻性損耗顯而易見。既然電流在每個開關周期流入、流出電容，電容固有的電阻(ESR)將造成一定功耗。漏電流損耗是由于電容絕緣材料的電阻(RL)導致較小電流流過電容而產生的功率損耗。

電介質損耗比較復雜，由于電容兩端施加了交流電壓，電容電場發生變化，從而使電介質分子極化造成功率損耗。

8、線路寄生電感產生的開關損耗

線路的寄生電感在每一次開關過程都要將其儲能完全釋放到開關管，變為熱能，這是造成開關損耗的主要原因之一。所以我們可以減短功率路徑的走線長度。

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9、緩沖電路損耗

為了降低開關電源的電磁干擾，需要降低開關管的di/dt、dv/dt，常利用緩沖電路實現。如果緩沖電路是RC或RCD形式，就會產生損耗。

如果選用LC或LCD電路形式則可以大幅度降低緩沖電路的損耗。這其中還是存在L、D的損耗以及電容器電壓復位時的開關管的損耗。

采用軟開關或零電壓開關可以省去緩沖電路，也沒有了緩沖電路的損耗。?






審核編輯：劉清