對電源和電池進行測試，需要使用能夠吸收大電流并能消耗大量功率的電流負載。本文所介紹的這種電流負載設計簡單而又準確，它只需要使用一個運算放大器和一個功率MOSFET就可以構建，如圖1所示。

圖1：這種電流負載非常簡單，并聯多個MOSFET可以實現更大的電流和功耗。

流過Q1的電流可以通過下式求得：

這個電流可以通過改變參考電壓（VREF）輕松實現控制。運算放大器應具有低輸入失調電壓，并能采用單電源供電。

如果要使電路能夠吸收大電流或消耗數十瓦的功率，則可以使用一個運算放大器來對多個并聯工作的MOSFET進行控制。但是，簡單地并聯MOSFET會產生兩個不良影響。一方面，不同的晶體管，即使它們的型號相同，其導通閾值通常也有所不同，并且它們的閾值具有負溫度系數。也就是說，首先，每個晶體管的漏極電流之間可能存在很大的差異，一旦晶體管發熱，其閾值就會降低，這又會進一步使電流增大而使之變得更熱。

為了使晶體管電流均衡，可以對每個晶體管的源極增加一個串聯的小電阻器。為了使其有效，必須使源極電阻兩端的電壓降與閾值相當，這就會占用1V的很大一部分。這樣，均衡電阻就會消耗很大功率，其兩端的壓降也就會占用電路可工作的最小電壓。

一種建立大電流、高功率負載的更好的方法是對每個MOSFET進行分別控制，這樣就能避免由于閾值散布而引起的電流不平衡。圖2所示的電路包含兩個這樣的電路塊，但也可以按需添加更多。在跳線J1閉合、J2斷開的情況下，電路以恒流模式工作，總負載電流由下式給出：

如果檢測電阻的數值相等（R2=R5=RS），則總負載電流可以簡化為：

圖2：這種電流負載原理圖使用了兩個獨立控制的MOSFET。

要測量總負載電流，就需要對每個晶體管的電流進行求和，在本例中可以通過對所有檢測電阻器的壓降進行求和來實現。通常，這是由一個反相加法器后接一個反相器完成的，也即使用兩個運算放大器來搭建。缺點是由于加法器輸出端會發生電壓反轉，因此這兩個運放需要使用雙極性電源供電。

本設計實例使用了一種更簡單的方法來對電壓降進行求和，那就是使用電阻R7和R8以及僅一個運算放大器。這種加法的原理如圖3所示。N個電阻器中的每一個均由一個具有非常低阻抗的電壓源驅動，也即本例中在檢測電阻器兩端施加壓降時所得到的結果。

圖3：這張圖說明了在VOUT處所實現的電壓求和。

如果VOUT端子沒有電流流出，則根據基爾霍夫定律可得：

因此：

在有兩個檢測電阻器的情況下，如圖2所示，U2A的同相輸入端的電壓是R2和R5兩端壓降之和的一半。在經過2倍增益的U2A后，輸出電壓IMON就是兩個檢測電阻器電壓的總和，用它就可以監視總負載電流的大小。通過并聯添加更多的基本模塊，就可以對電路進行擴展，然后針對模塊數量使用式3和式5，就可以計算出總負載電流，以及U2A放大之前的檢測電流輸出。為方便起見，對于三個電源塊的情況，可以使用一個四運算放大器。

最后，可以將這個電流負載設置成恒定電阻，這在測試某些電源時就非常有用。其實現方法是提供一部分負載電壓VL作為參考電壓。將跳線J2閉合（J1斷開），U1A和U1B的同相輸入端的電壓就由VL和由R9和R10形成的分壓器所決定，因此負載電流變為：

據此可知有效負載電阻RL為：

通過調節分壓比或用電位計代替R10，就可以將負載電阻從由式7計算得到的標稱值（對于圖2中的值為2.55Ω）變為R10=0時的接近無窮大。
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