一、相位噪聲

雖然我們看不到頻譜分析儀本振系統的實際頻率抖動，但仍能觀察到本振頻率或相位不穩定性的明顯表征，這就是相位噪聲 (有時也叫噪聲邊帶)。沒有一種振蕩器是絕對穩定的，它們都在某種程度上受到隨機噪聲的頻率或相位調制的影響。如前所述，本振的任何不穩定性都會傳遞給由本振和輸入信號所形成的混頻分量，因此本振相位噪聲的調制邊帶會出現在幅度遠大于系統底噪的那些頻譜分量周圍 (圖 1-1)。顯示的頻譜分量和相位噪聲之間的幅度差隨本振穩定度而變化，本振越穩定，相位噪聲越小。它也隨分辨率帶寬而變，若將分辨率帶寬縮小 10 倍，顯示相位噪聲電平將減小10dB。

圖 1-1 只有當信號電平遠大于系統底噪時, 才會顯示出相位噪聲

圖1-2 相位噪聲對于小信號測試的影響

相位噪聲頻譜的形狀與分析儀的設計，尤其是用來穩定本振的鎖相環結構有關。在某些分析儀中，相位噪聲在穩定環路的帶寬中相對平坦，而在另一些分析儀中，相位噪聲會隨著信號的頻偏而下降。相位噪聲采用 dBc (相對于載波的 dB 數) 為單位，并歸一化至 1 Hz 噪聲功率帶寬。有時在特定的頻偏上指定，或者用一條曲線來表示一個頻偏范圍內的相位噪聲特性。

通常，我們只能在分辨率帶寬較窄時觀察到頻譜儀的相位噪聲，此時相位噪聲使這些濾波器的響應曲線邊緣變得模糊。使用前面介紹過的數字濾波器也不能改變這種效果。對于分辨率帶寬較寬的濾波器，相位噪聲被掩埋在濾波器響應曲線的邊帶之下，正如之前討論過的兩個非等幅正弦波的情況。

在任何情況下，相位噪聲都是頻譜儀分辨不等幅信號能力的最終限制因素。如圖3-3所示，根據 3 dB 帶寬和選擇性理論我們應該能夠分辨出這兩個信號，但結果是相位噪聲掩蓋了較小的信號。

頻譜儀的本振信號的相位噪聲，經過混頻器混頻，將在輸入信號上產生相應的相位噪聲，這就意味著即使是輸入一個理想的正弦信號，頻譜儀的本振相位噪聲也將在顯示的譜線上疊加，如果輸入信號夾帶相位噪聲，頻譜儀的顯示軌跡就包含了輸入信號和本振信號合成的相位噪聲。本振的相位噪聲很差的情況下，輸入信號鄰近的小信號就無法檢測出來。

相位噪聲主要影響頻譜儀的分辨率和動態范圍。

圖1-3. 相位噪聲阻礙了對非等幅信號的分辨

二、頻譜儀的本底噪聲

頻譜分析儀的主要用途之一是搜索和測量低電平信號。這種測量的最終限制是頻譜儀自身產生的噪聲。這些由各種電路元件的隨機電子運動產生的噪聲經過分析儀多級增益的放大最后作為噪聲信號出現在顯示屏上。該噪聲在頻譜分析儀里通常稱為顯示平均噪聲電平 (Displayed Average NoiseLevel，DANL)。雖然使用一些技術可以測量略微低于DANL 的信號，但是 DANL 始終限制著我們測量低電平信號的能力。

本底噪聲是頻譜儀靈敏度的重要度量指標，決定了頻譜儀可以檢測到的最小電平。

如FSQ(RS 的一款頻譜儀) -148dBm@10Hz,0dB 衰減

假設Rfatt 為30dB

計算出：本底噪聲= -80.5dBm

這時候測試不出來-80dBm 的信號

圖1-4 RFatt與平均顯示電平

圖1-5 RBW與平均顯示電平

頻譜分析儀顯示的噪聲本底電平依賴于衰減器的設置，如圖3-4，每增加10dB的衰減量，顯示的噪聲電平將提高10dB。

因為熱噪聲頻率功率密度在噪聲帶寬內是連續的，所以顯示的本底噪聲電平是與選取的中頻濾波器(RBW)的帶寬有關，可以通過計算而得。如圖3-5，RBW每增加10倍，噪聲電平增大約10dB。圖中，RBW為1MHz和300KHz時，本底噪聲電平較低，S/N較高，信號的功率測試時，基本不受RBW影響，但RBW為3MHz時，本底噪聲電平與信號功率比較接近，是信號的功率測量值偏高。

1.3 1dB 壓縮點

dB壓縮點定義：由于器件飽和區的影響，增益降低1dB的點。與截止點類似，1dB壓縮點可以指輸入電平或輸出電平。對于功率放大器來說，通常給出輸出1dB壓縮點，對于頻譜儀來說，為輸入的1dB壓縮點。(相類似于LNA的IP1dB)

圖1-6 1dB壓縮點定義

頻譜儀的1dB壓縮點特性主要受第一級混頻器(衰減為0dB)決定，標稱的1dB壓縮點指的是混頻器輸入端口的電平。增加衰減器的設置值，1dB壓縮點會隨衰減器的增大而以同樣的數值增加。

為了避免過載失真，最大輸入電平應該遠低于1dB壓縮點。

1.4 動態范圍

動態范圍是頻譜分析儀同事處理不同電平信號的能力。動態范圍的限值依賴于實際所要進行的測量，動態范圍下限是由自然噪聲或相位噪聲決定的，動態范圍的上限是由1dB壓縮點或由頻譜儀過載而造成的失真決定的。動態范圍可以以不同的方式定義，和我們平時所說的顯示范圍的概念不一樣。

電平顯示范圍，從平均噪聲電平到最大輸入的電平。頻譜儀為了顯示最大輸入電平的信號，常常需要將衰減器設置的非常大，這樣頻譜儀顯示的噪聲就不可能是最小值。頻譜儀為了顯示接近平均噪聲電平的信號，衰減器設置到足夠小，這時候也不能夠測試最大輸入電平的信號。

所以最大動態范圍通常是在最小分辨率帶寬的情況下，顯示的噪聲電平作為下限，1dB壓縮點作為上限。如果達到第一級混頻器的輸入電平高出1dB壓縮點，那么將產生混頻器非線性失真，使用較小的RBW時，失真產物就會明顯地顯示出來(他們不會被噪聲淹沒)，此時的頻譜測量就不能明確反映被測設備的真實頻譜。

圖1-7 最大無互調范圍和最大諧波抑制能夠有效衡量儀器動態范圍

對于混頻器電平的選取需要找到合適的折中，如果ATT過大，混頻器電平將降低，頻譜儀產生的失真信號和互調產物就很微弱，但與此同時對于輸入信號而言，信噪比降低，這種情況下，動態范圍的下限就有固有躁底決定。

另一方面，如果混頻器電平過高，失真和互調產物超過自然躁底，而在頻譜儀上清晰分辨出來。實際測量中，無失真顯示頻譜范圍是非常重要的。它由互調產物或是高次諧波失真限制這個范圍，我們稱這個范圍為無互調范圍或是最大諧波抑制，兩者是由混頻器電平和所選的RBW決定的。如果互調產物或者高次諧波電平與噪聲電平相等，則達到了相應的最大值。

ATT值與內部混頻器電平(失真信號，互調產物)，對混頻器的電平選取應該找到合適的折中理論上射頻最大無互調范圍: 2X [IP3-Ldanl]/3

討論下圖 1-8 a、b。

圖1-8 a

圖1-8 b