編者注：在越來越復雜的電磁環境中，越來越多的頻譜散布在我們周圍。有的時候為了解決一個問題，我們不得不在時域、頻域中分別找到不同的現象，以便找到解決問題的方法。本文是一篇非常好的科普文章。

本文的目的是為您提供關于頻譜儀或信號分析儀的基本概述。將重點介紹頻譜分析儀工作的基本原理。雖然今天的技術使得現代數字實現替代許多模擬電路成為可能，但是從經典的頻譜分析儀結構開始了解仍然非常有好處。今后我們還將探討數字電路賦予頻譜儀的功能及優勢，以及討論現代頻譜儀中所使用的數字架構。

圖 2-1 是一個超外差頻譜儀的簡化框圖。“外差”是指混頻，即對頻率進行轉換，而“超”則是指超音頻頻率或高于音頻的頻率范圍。從圖中我們看到，輸入信號先經過一個衰減器，再經低通濾波器（稍后會看到為何在此處放置濾波器）到達混頻器，然后與來自本振（LO）的信號相混頻。

圖 2-1. 典型超外差頻譜分析儀的結構框圖

由于混頻器是非線性器件，其輸出除了包含兩個原始信號之外，還包含它們的諧波以及原始信號與其諧波的和信號與差信號。若任何一個混頻信號落在中頻（IF）濾波器的通帶內，它都會被進一步處理（被放大并可能按對數壓縮）。基本的處理過程有包絡檢波、低通濾波器進行濾波以及顯示。斜波發生器在屏幕上產生從左到右的水平移動，同時它還對本振進行調諧，使本振頻率的變化與斜波電壓成正比。

如果您熟悉接收普通調幅（AM）廣播信號的超外差調幅收音機，您一定會發現它的結構與圖 2-1 所示框圖極為相似。差別在于頻譜分析儀的輸出是屏幕而不是揚聲器，且其本振調諧是電子調諧而不是靠前面板旋鈕調諧。

既然頻譜分析儀的輸出是屏幕上的 X-Y 跡線，那么讓我們來看看從中能獲得什么信息。顯示被映射在由 10 個水平網格和 10 個垂直網格組成的標度盤上。橫軸表示頻率，其標度值從左到右線性增加。

頻率設置通常分為兩步：先通過中心頻率控制將頻率調節到標度盤的中心線上，然后通過頻率掃寬控制再調節橫跨 10 個網格的頻率范圍（掃寬）。這兩個控制是相互獨立的，所以改變中心頻率時，掃寬并不改變。還有，我們可以采用設置起始頻率和終止頻率的方式來代替設置中心頻率和掃寬的方式。不管是哪種情況，我們都能確定任意被顯示信號的絕對頻率和任何兩個信號之間的相對頻率差。

縱軸標度按幅度大小劃分。可以選用以電壓定標的線性標度或以分貝（dB）定標的對數標度。對數標度比線性標度更經常使用，因為它能反映出更大的數值范圍。

對數標度能同時顯示幅度相差 70 至 100 dB（電壓比為 3200 至 100,000 或功率比為 10,000,000 至 10,000,000,000）的信號，而線性標度則只能用于幅度差不大于 20 至 30 dB（電壓比 10 至 32）的信號。在這兩種情況下，我們都會運用校準技術1給出標度盤上最高一行的電平即基準電平的絕對值，并根據每個小格所對應的比例來確定標度盤上其他位置的值。這樣，我們既能測量信號的絕對值，也能測量任意兩個信號的相對幅度差。

屏幕上會注釋出頻率和幅度的標度值。圖 2-2 是一個典型的頻譜分析儀的顯示。

圖 2-2. 參數已設定的典型頻譜分析儀顯示圖

現在讓我們將注意力再回到圖 2-1 中所顯示的頻譜分析儀元器件。

射頻衰減器

分析儀的第一部分是射頻衰減器。它的作用是保證信號在輸入混頻器時處在合適的電平上，從而防止發生過載、增益壓縮和失真。由于衰減器是頻譜儀的一種保護電路，所以它通常是基于基準電平值而自動設置，不過也能以 10 dB、5 dB、2 dB 甚至 1 dB 的步進來手動選擇衰減值。圖 2-3 所示是一個以 2 dB 為步進量、最大衰減值為 70 dB 的衰減器電路的例子。

其中隔直電容是用來防止分析儀因直流信號或信號的直流偏置而被損壞，不過它會對低頻信號產生衰減，并使一些頻譜儀的最低可用起始頻率增加至 9 kHz、100 kHz 或 10 MHz。

在有些分析儀中，可以像圖 2-3 那樣連接一個幅度基準信號，它提供了一個有精確頻率和幅度的信號，用于分析儀周期性的自我校準。

圖 2-3. 射頻衰減器電路

低通濾波器或預選器

低通濾波器的作用是阻止高頻信號到達混頻器。從而可以防止帶外信號與本振相混頻，在中頻上產生多余的頻率響應。微波頻譜分析儀或信號分析儀用預選器代替了低通濾波器，預選器是一種可調濾波器，能夠濾掉我們所關心的頻率以外的其他頻率上的信號。在第 7 章里，我們將詳細介紹對輸入信號進行過濾的目的和方法。

分析儀調諧

我們需要知道怎樣將頻譜分析儀或信號分析儀調諧至我們所希望的頻率范圍。調諧取決于中頻濾波器的中心頻率、本振的頻率范圍和允許外界信號到達混頻器（允許通過低通濾波器）的頻率范圍。從混頻器輸出的所有信號分量中，有兩個具有最大幅度的信號是我們最想得到的，它們是由本振與輸入信號之和以及本振與輸入信號之差所產生的信號分量。如果我們能使想觀察的信號比本振頻率高或低一個中頻，則所希望的混頻分量之一就會落入中頻濾波器的通帶之內，隨后會被檢波并在屏幕上產生幅度響應。

為了使分析儀調諧至所需的頻譜范圍，我們需要選擇合適的本振頻率和中頻。假定要求的調諧范圍是 0 至 3.6 GHz，接下來需要選擇中頻頻率。如果選擇 1 GHz 的中頻，這個頻率處在所需的調諧范圍內，我們可以得到一個 1 GHz 的輸入信號，又由于混頻器的輸出包含原始輸入信號，那么來自于混頻器的 1 GHz 輸入信號將在中頻處有恒定的輸出。所以不管本振如何調諧，1 GHz 的信號都將通過系統，并在屏幕上給出恒定的幅度響應。其結果是在頻率調諧范圍內形成一個無法進行測量的空白區域，因為在這一區域的信號幅度響應獨立于本振頻率。所以不能選擇 1 GHz 的中頻。

也就是說，我們應在比調諧頻段更高的頻率上選擇中頻。在可調諧至 3.6 GHz 的 Keysight X 系列信號分析儀中，第一個本振頻率范圍為 3.8 至 8.7 GHz，選擇的中頻頻率約為 5.1 GHz。

現在我們想從 0 Hz（由于這種結構的儀器不能觀察到 0 Hz 信號，故實際上是從某個低頻）調諧到 3.6 GHz。

選擇本振頻率從中頻開始（LO - IF = 0 Hz）并向上調諧至高于中頻 3.6 GHz，則 LO - IF 的混頻分量就能夠覆蓋所要求的調諧范圍。運用這個原理，可以建立如下調諧方程：

如果想要確定分析儀調諧到低頻、中頻或高頻信號（比如 1 kHz、1.5 GHz 或 3 GHz）所需的本振頻率，首先要變換調諧方程得到 fLO:

圖 2-4. 為了在顯示屏上產生響應，本振必須調諧到 fIF + fs

圖 2-4 舉例說明了分析儀的調諧過程。圖中，fLO 并未高到使 fLO -fsig 混頻分量落入 IF 通帶內，故在顯示器上沒有響應。但是，如果調整斜波發生器使本振調諧到更高頻率，則混頻分量在斜波（掃描）的某點上將落入 IF 通帶內，我們將看到顯示器上出現響應。

由于斜波發生器能同時控制顯示器上跡線的水平位置和本振頻率，因此可以根據輸入信號的頻率來校準顯示器的橫軸。

我們還未完全解決調諧問題。如果輸入信號頻率是 9.0 GHz，會發生什么情況呢？當本振調諧在 3.8 至 8.7 GHz 的范圍時，在它到達遠離 9.0 GHz 輸入信號的中頻（3.9 GHz）時，會得到一個頻率與中頻頻率相等的混頻分量，并在顯示器上生成響應。換句話說，調諧方程很容易地成為：

這個公式表明圖 2-1 的結構也能得到 8.9 至 13.8 GHz 的調諧范圍，但前提是允許此范圍內的信號到達混頻器。

圖 2-1 中輸入端低通濾波器的作用就是阻止這些高頻信號到達混頻器。如前所述，我們還要求中頻信號本身不會到達混頻器，那么低通濾波器必須能對 5.1 GHz 以及 8.9 至 13.8 GHz 范圍內的信號進行有效的衰減。

總之，可以認為對于單頻段射頻頻譜分析儀，選擇的中頻頻率應高于調諧范圍的最高頻率，使本振可以從中頻調諧至調諧范圍的上限頻率加上中頻，同時在混頻器前端放置低通濾波器來濾除 IF 以下的頻率。

為了分辨頻率上非常接近的信號（見稍后的“信號分辨”一節），有些頻譜儀的中頻帶寬窄至 1 kHz，有些達到 10 Hz 甚至 1 Hz。這樣的窄帶濾波器很難在 5.1 GHz 的中心頻率上實現，因此必須增加另外的混頻級（一般為 2 至 4 級）來把第一中頻下變頻到最后的中頻。圖 2-5 是一種基于典型頻譜分析儀結構的中頻變換鏈。

圖 2-5. 大多數頻譜分析儀使用 2 至 4 個混頻步驟以達到最后的中頻。

對應的完整的調諧方程為：

可以看出它與僅僅使用第一個中頻的簡化調諧方程得到一樣的結果。雖然圖 2-5 中只畫出了無源濾波器，但實際還有更窄中頻級的放大。基于頻譜儀自身的設計，最終的中頻結構可能還包括對數放大器或模數轉換器等其他器件。

大多數射頻頻譜分析儀都允許本振頻率和第一中頻一樣低，甚至更低。由于本振和混頻器的中頻端口之間的隔離度有限，故本振信號也會出現在混頻器輸出端。當本振頻率等于中頻時，本振信號自身也被系統處理并在顯示器上出現響應，就像輸入了一個 0 Hz 的信號一樣。這種響應稱為本振饋通，它會掩蓋低頻信號。所以并不是所有的頻譜儀的顯示范圍都能包含 0 Hz。

中頻增益

再看圖 2-1，結構框圖的下一個部分是一個可變增益放大器。它用來調節信號在顯示器上的垂直位置而不會影響信號在混頻器輸入端的電平。當中頻增益改變時，基準電平值會相應的變化以保持所顯示信號指示值的正確性。通常，我們希望在調節輸入衰減時基準電平保持不變，所以射頻衰減器和中頻增益的設置是聯動的。

在輸入衰減改變時，中頻增益會自動調整來抵消輸入衰減變化所產生的影響，從而使信號在顯示器上的位置保持不變。

信號分辨

中頻增益放大器之后，就是由模擬和/或數字分辨率帶寬（RBW）濾波器組成的中頻部分。

模擬濾波器

頻率分辨率是頻譜分析儀或信號分析儀明確分離出兩個正弦輸入信號響應的能力。傅立葉理論告訴我們正弦信號只在單點頻率處有能量，好像我們不應該有什么分辨率問題。兩個信號無論在頻率上多么接近，似乎都應在顯示器上表現為兩條線。但是超外差接收機的顯示器上所呈現的信號響應是具有一定寬度的。

混頻器的輸出包括兩個原始信號（輸入信號和本振）以及它們的和與差。中頻由帶通濾波器決定，此帶通濾波器會選出所需的混頻分量并抑制所有其他信號。由于輸入信號是固定的，而本振是掃頻的，故混頻器的輸出也是掃頻的。若某個混頻分量恰好掃過中頻，就會在顯示器上將帶通濾波器的特性曲線描繪出來，如圖 2-6 所示。鏈路中最窄的濾波器帶寬決定了總顯示帶寬。在圖 2-5 所示結構中，該濾波器具有 22.5 MHz的中頻。

圖 2-6. 當混頻分量掃過 IF 濾波器時，顯示器上描繪出濾波器的特性曲線。

因此，兩個輸入信號頻率必須間隔足夠遠，否則它們所形成的跡線會在頂部重疊，看起來像是只有一個響應。所幸的是，頻譜分析儀中的分辨率（IF）濾波器可調，所以通常能找到一個帶寬足夠窄的濾波器來分離頻率間隔很近的信號。

keysight頻譜分析儀或信號分析儀的技術資料列出了可用的 IF 濾波器的 3 dB 帶寬，以便描述頻譜儀分辨信號的能力。這些數據告訴我們兩個等幅正弦波相距多近時還能依然被分辨。這時由信號產生的兩個響應曲線的峰值處有 3 dB 的凹陷，如圖 2-7 所示，兩個信號可以被分辨。當然這兩個信號還可以再近一些直到它們的跡線完全重疊，但通常以 3 dB 帶寬作為分辨兩個等幅信號的經驗值。

圖 2-7. 能夠分辨出間距等于所選 IF 濾波器 3 dB 帶寬的兩個等幅正弦信號。

如果采用標準（正態）檢波模式（見本章后面的“檢波類型”），需要使用足夠的視頻濾波平滑信號跡線，否則因兩個信號相互作用就會有拖尾現象。雖然拖尾的跡線指出了存在不止一個信號，但是很難測定每路信號的幅度。默認檢波模式是正峰值檢波的頻譜儀顯示不出拖尾效應，可以通過選擇取樣檢波模式來進行觀察。

我們碰到更多的情況是不等幅正弦波。有可能較小的正弦波被較大信號響應曲線的邊帶所淹沒。這種現象如圖 2-8 所示。頂部的跡線看起來是一個信號，但實際上它包含兩個：一個頻率為 300 MHz（0 dBm），另一個頻率為 300.005 MHz（-30 dBm）。在去除 300 MHz 的信號后，較小的信號才會顯示出來。

分辨率濾波器的另一個技術指標是帶寬選擇性（也稱選擇性或形狀因子）。帶寬選擇性決定了頻譜儀分辨不等幅正弦信號的能力。是德科技頻譜分析儀的帶寬選擇性通常指定為 60 dB 帶寬與 3 dB 帶寬之比，如圖 2-9 所示。是德科技分析儀中的模擬濾波器具有 4 個極點，采用同頻調諧式設計，其特性曲線形狀類似高斯分布4。這種濾波器的帶寬選擇性約為 12.7:1。

那么，假定帶寬選擇性是 12.7:1，若要分辨頻率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的兩個信號，應如何選擇分辨率帶寬呢？

圖 2-8. 低電平信號被淹沒在較大信號響應曲線的邊帶里

圖 2-9. 帶寬選擇性：60 dB 帶寬與 3 dB 帶寬之比

一些老式頻譜分析儀或信號分析儀對于最窄的分辨帶寬濾波器采用 5 個極點從而改善帶寬選擇性至 10:1。新型分析儀通過使用數字 IF 濾波器可以達到更好的帶寬選擇性。

由于我們關心的是當分析儀調諧至較小信號時對較大信號的抑制情況，因此不需要考慮整個帶寬，而只需考慮從濾波器中心頻率到邊緣的頻率范圍。為確定在給定頻偏時濾波器邊帶下降了多少，使用如下方程：

圖 2-10. 帶寬為 3 kHz（上方跡線）不能分辨出較小信號，

帶寬減小到 1 kHz（下方跡線）時則能分辨

數字濾波器

一些頻譜分析儀使用數字技術實現分辨率帶寬濾波器。數字濾波器有很多優點，例如它能極大地改善濾波器的帶寬選擇性。keysight的 PSA 系列和 X 系列分析儀實現了分辨率帶寬濾波器的全部數字化。另外像 Keysight ESA-E 系列頻譜儀，采用的是混合結構：帶寬較大時采用模擬濾波器，帶寬小于等于 300 Hz 時采用數字濾波器。

剩余 FM

最小可用分辨率帶寬通常由分析儀中本振（尤其是第一本振）的穩定度和剩余調頻決定。早期的頻譜儀設計使用不穩定的 YIG （釔鐵石榴石）振蕩器，通常具有大約 1 kHz 的殘余調頻。由于這種不穩定性被傳遞給與本振相關的混頻分量，再將分辨率帶寬減小至1KHz以下是沒有意義的，因為不可能確定這種不穩定性的準確來源。

不過，現代分析儀已經極大的改善了殘余調頻。比如是德科技高性能 X 系列信號分析儀具有 0.25 Hz（標稱值）的剩余調頻；PSA 系列頻譜分析儀為 1 至 4 Hz；ESA 系列頻譜儀為 2 至 8 Hz。這使得分辨率帶寬可以減小至 1 Hz。因此，分析儀上出現的任何不穩定性都是由輸入信號造成的。

相位噪聲

沒有一種振蕩器是絕對穩定的。雖然我們看不到頻譜分析儀本振系統的實際頻率抖動，但仍能觀察到本振頻率或相位不穩定性的明顯表征，這就是相位噪聲（有時也叫噪聲邊帶）。

它們都在某種程度上受到隨機噪聲的頻率或相位調制的影響。如前所述，本振的任何不穩定性都會傳遞給由本振和輸入信號所形成的混頻分量，因此本振相位噪聲的調制邊帶會出現在幅度遠大于系統寬帶底噪的那些頻譜分量周圍（圖 2-11）。顯示的頻譜分量和相位噪聲之間的幅度差隨本振穩定度而變化，本振越穩定，相位噪聲越小。它也隨分辨率帶寬而變，若將分辨率帶寬縮小 10 倍，顯示相位噪聲電平將減小 10 dB5。

圖 2-11.只有當信號電平遠大于系統底噪時，才會顯示出相位噪聲

相位噪聲頻譜的形狀與分析儀的設計，尤其是用來穩定本振的鎖相環結構有關。在某些分析儀中，相位噪聲在穩定環路的帶寬中相對平坦，而在另一些分析儀中，相位噪聲會隨著信號的頻偏而下降。相位噪聲采用 dBc（相對于載波的 dB 數）為單位，并歸一化至 1 Hz 噪聲功率帶寬。有時在特定的頻偏上指定，或者用一條曲線來表示一個頻偏范圍內的相位噪聲特性。

通常，我們只能在分辨率帶寬較窄時觀察到頻譜儀的相位噪聲，此時相位噪聲使這些濾波器的響應曲線邊緣變得模糊。使用前面介紹過的數字濾波器也不能改變這種效果。對于分辨率帶寬較寬的濾波器，相位噪聲被掩埋在濾波器響應曲線的邊帶之下，正如之前討論過的兩個非等幅正弦波的情況。

一些現代頻譜分析儀或信號分析儀允許用戶選擇不同的本振穩定度模式，使得在各種不同的測量環境下都能具備最佳的相位噪聲。例如，高性能 X 系列信號分析儀提供 3 種模式：

– 距載波頻偏小于 140 kHz 時的相位噪聲優化。在此模式下，載波附近的本振相位噪聲被優化，而 140 kHz 之外的相位噪聲不具備最優特性。

– 距載波頻偏大于 160 kHz 時的相位噪聲優化。這種模式優化距載波頻偏大于 160 KHz 處的相位噪聲。

– 優化本振用于快速調諧。當選擇這種模式，本振的特性將折衷所有距載波頻偏小于 2 MHz 范圍內的相位噪聲。這樣在改變中心頻率或掃寬時允許在最短的測量時間內保證最大的測量吞吐量。

圖 2-12a. 相位噪聲性能在不同測量環境下的優化

圖 2-12b. 距載波頻偏為 140 kHz 處的詳細顯示

高性能 X 系列信號分析儀的相位噪聲優化還可以設為自動模式，這時頻譜儀會根據不同的測量環境來設置儀器，使其具有最佳的速度和動態范圍。當掃寬 > 44.44 MHz 或分辨率帶寬 > 1.9 MHz 時，分析儀選擇快速調諧模式。另外，當中心頻率< 195 kHz 或當中心頻率 ≥ 1 MHz 且掃寬 ≤ 1.3 MHz、分辨率帶寬 ≤ 75 kHz 時，分析儀自動選擇最佳近端載波相位噪聲。在其他情況下，分析儀會自動選擇遠端最佳相位噪聲。

在任何情況下，相位噪聲都是頻譜分析儀或信號分析儀分辨不等幅信號能力的最終限制因素。如圖 2-13所示，根據 3 dB 帶寬和選擇性理論，我們應該能夠分辨出這兩個信號，但結果是相位噪聲掩蓋了較小的信號。

圖 2-13. 相位噪聲阻礙了對非等幅信號的分辨

掃描時間

模擬分辨率濾波器

如果把分辨率作為評價頻譜儀的唯一標準，似乎將頻譜儀的分辨率（IF）濾波器設計得盡可能窄就可以了。然而，分辨率會影響掃描時間，而我們又非常注重掃描時間。因為它直接影響完成一次測量所需的時間。

考慮分辨率的原因是由于中頻濾波器是帶限電路，需要有限的時間來充電和放電。如果混頻分量掃過濾波器的速度過快，便會造成如圖 2-14 所示的顯示幅度的丟失。（關于處理中頻響應時間的其他方法，見本章后面所述的“包絡檢波器”。）如果我們考慮混頻分量停留在中頻濾波器通帶內的時間，則這個時間與帶寬成正比，與單位時間內的掃描（Hz）成反比，即：

通帶內的時間 =

許多模擬分析儀中所采用的同步調諧式準高斯濾波器的 k 值在 2 至 3 之間。

圖 2-14. 掃描過快引起顯示幅度的下降和所指定頻率的偏移

我們得出的重要結論是：分辨率的變化對掃描時間有重大影響。老式模擬分析儀通常都能按 1、3、10 的規律或大致等于 10 的平方根的比率提供步進值。所以，當分辨率每改變一檔，掃描時間會受到約 10 倍的影響。Keysight X 系列信號分析儀提供的帶寬步進可達 10%，以實現掃寬、分辨率和掃描時間三者更好的折衷。

頻譜分析儀一般會根據掃寬和分辨率帶寬的設置自動調整掃描時間，通過調節掃描時間來維持一個被校準的顯示。必要時，我們可以不使用自動調節而采用手動方式設定掃描時間。如果所要求的掃描時間比提供的最大可用掃描時間還短，頻譜儀會在網格線右上方顯示“Meas Uncal”以表示顯示結果未經校準。

數字分辨率濾波器

是德科技頻譜分析儀或信號分析儀中所使用的數字分辨率濾波器對掃描時間的影響與之前所述的模擬濾波器不同。對于掃描分析，利用數字技術實現的濾波器在不進行更深入處理的條件下，掃描速度提高至原來的 2 至 4倍。

而配有選件 FS1 的 X 系列信號分析儀利用編程方法可以校正分辨率帶寬在大約 3 kHz 至 100 kHz 之間時掃描速度過快的影響。因此取決于特定的設置，掃描時間可以從秒級縮短到毫秒級。見圖 2-14a。不包括校正過程的掃描時間將達到 79.8 秒。圖 2-14b 顯示了分析儀配有選件 FS1 時，掃描時間達 1.506 秒。對于這些最寬的分辨率帶寬，掃描時間已經非常短。例如，在 k = 2、1 GHz 掃寬、1 MHz 分辨率帶寬條件下，使用公式計算得出掃描時間僅為 2 毫秒。

對于較窄的分辨率帶寬，Keysight 頻譜分析儀或信號分析儀使用快速傅立葉變換（FFT）來處理數據，因此掃描時間也會比公式預計的時間短。由于被分析的信號是在多個頻率范圍中進行處理，所以不同的分析儀會有不同的性能表現。例如，如果頻率范圍為 1 kHz，那么當我們選擇 10 Hz 的分辨率帶寬時，分析儀實際上是在 1 kHz 單元中通過 100 個相鄰的 10 Hz 濾波器同時處理數據。如果數字處理的速度能達到瞬時，那么可以預期掃描時間將縮短 100 倍。實際上縮減的程度要小些，但仍然非常有意義。

圖 2-14a. 20 kHz RBW、未配有選件 FS1 時的全掃寬掃描速度

圖 2-14b. 20 kHz RBW、配有選件 FS1 時的全掃寬掃描速度

包絡檢波器

老式分析儀通常會使用包絡檢波器將中頻信號轉換為視頻信號7。最簡單的包絡檢波器由二極管、負載電阻和低通濾波器組成，如圖 2-15 所示。示例中的中頻鏈路輸出信號（一個幅度調制的正弦波）被送至檢波器，檢波器的輸出響應隨中頻信號的包絡而變化，而不是中頻正弦波本身的瞬時值。

對大多數測量來說，我們選擇足夠窄的分辨率帶寬來分辨輸入信號的各個頻譜分量。如果本振頻率固定，頻譜儀則調諧到信號的其中一個頻譜分量上，那么中頻輸出就是一個恒定峰值的穩定正弦波。于是包絡檢波器的輸出將是一個恒定（直流）電壓，并沒有需要檢波器來跟蹤的變化。

不過，有些時候我們會故意使分辨率帶寬足夠寬以包含兩個或更多的頻譜分量，而有些場合則別無選擇，因為這些頻譜分量之間的頻率間隔比最窄的分辨率帶寬還要小。假設通帶內只含兩個頻譜分量，則兩個正弦波會相互影響而形成拍音，如圖 2-16 所示，中頻信號的包絡會隨著兩個正弦波間的相位變化而變化。

分辨率（中頻）濾波器的帶寬決定了中頻信號包絡變化的最大速率。該帶寬決定了兩個輸入正弦波之間有多大的頻率間隔從而在經混頻后能夠同時落在濾波器通帶內。假設末級中頻為 22.5 MHz，帶寬為 100 kHz，那么兩個間隔 100 kHz 的輸入信號會產生 22.45 和 22.55 MHz 的混頻分量，因而滿足上述標準，如圖 2-16 所示。檢波器必須能夠跟蹤由這兩個信號所引起的包絡變化，而不是 22.5 MHz 中頻信號本身的包絡。

包絡檢波器使頻譜分析儀成為一個電壓表。讓我們再次考慮上述中頻通帶內同時有兩個等幅信號的情況，功率計所指示的電平值會比任何一個信號都要高 3 dB，也就是兩個信號的總功率。假定兩個信號靠得足夠近，以致分析儀調諧至它們中間時由于濾波器的頻響跌落而引起的衰減可以忽略不計。（對于這里所討論的內容，我們假設濾波器具有理想的矩形特性。）

那么分析儀的顯示將在任一信號電平 2 倍的電壓值（大于 6 dB）與 0（在對數標度下為負無窮大）之間變化。記住這兩個信號是不同頻率的正弦信號（矢量），所以它們彼此之間的相位也在不斷變化，有時剛好同相，幅值相加，而有時又剛好反相，則幅值相減。

因此，包絡檢波器根據來自中頻鏈路的信號峰值（而不是瞬時值）的變化而改變，導致信號相位的丟失，這將電壓表的特性賦予了頻譜分析儀。

數字技術實現的分辨率帶寬濾波器不包括模擬的包絡檢波器，而是用數字處理計算出 I、Q 兩路數據平方和的方根，這在數值上與包絡檢波器的輸出相同。

一種頻率范圍從零（直流）到由電路元件決定的某個較高頻率的信號。頻譜儀早期的模擬顯示技術用這種信號直接驅動 CRT 的垂直偏轉，因此被稱為視頻信號。

顯示

直到 20 世紀 70 年代中期，頻譜分析儀的顯示方式還是純模擬的。顯示的跡線呈現連續變化的信號包絡，且沒有信息丟失。但是模擬顯示有著自身的缺點，主要的問題是處理窄分辨率帶寬時所要求的掃描時間很長。在極端情況下，顯示跡線會變成一個在陰極射線顯像管（CRT）屏幕上緩慢移動的光點，而沒有實際的跡線。所以，長掃描時間使顯示變得沒有意義。

是德科技（當時是惠普的一部分）率先提出了一種可變余輝存儲的 CRT，能在它上面調節顯示信息的消退速率。如果調節適當，那么在舊跡線剛剛消失的時刻新的跡線恰好出現以更新顯示。這種顯示是連續、無閃爍的，而且避免了跡線重疊帶來的混淆。它的效果相當好，但是針對每個新的測量狀態需要重新調整亮度和消退速度。

20 世紀 70 年代中期，數字電路發展起來，它很快被用于頻譜分析儀中。一旦一條跡線被數字化并存入存儲器后，便永久地用于顯示。在不使圖像變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來刷新顯示變得簡單。在不使圖像變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來刷新顯示變得簡單。

圖 2-17. 對模擬信號進行數字化時，每個點應顯示什么樣的值？