檢波器類型

采用數字顯示，我們需要確定對每個顯示數據點，應該用什么樣的值來代表。無論我們在顯示器上使用多少個數據點，每個數據點必須能代表某個頻率范圍或某段時間間隔（盡管在討論頻譜分析儀時通常并不會用時間）內出現的信號。

這個過程好似先將某個時間間隔的數據都放到一個信號收集單元（bucket）內，然后運用某一種必要的數學運算從這個信號收集單元中取出我們想要的信息比特。隨后這些數據被放入存儲器再被寫到顯示器上。這種方法提供了很大的靈活性。

這里我們將要討論 6 種不同類型的檢波器。

在圖 2-18 中，每個信號收集單元內包含由以下公式決定的掃寬和時間幀的數據：

圖 2-18. 1001 個跡線點（信號收集單元）中的

每個點都覆蓋了 100 kHz 的頻率掃寬和 0.01 ms 的時間掃寬

頻率：信號收集單元的寬度 = 掃寬/（跡線點數 – 1）

時間：信號收集單元的寬度 = 掃描時間/（跡線點數 – 1）

不同儀器的采樣速率不同，但減小掃寬和/或增加掃描時間能夠獲得更高的精度，因為任何一種情況都會增加信號收集單元所含的樣本數。采用數字中頻濾波器的分析儀，采樣速率和內插特性按照等效于連續時間處理來設計。

“信號收集單元”的概念很重要，它能夠幫我們區分這 6 種顯示檢波器類型：

– 取樣檢波

– 正峰值檢波（簡稱峰值檢波）

– 負峰值檢波

– 正態檢波（Normal）

– 平均檢波

– 準峰值檢波

圖 2-19. 存儲器中存入的跡線點基于不同的檢波器算法

前三種檢波類型（取樣、峰值和負峰值）比較容易理解，如圖 2-19 中的直觀表示。正態、平均和準峰值檢波要復雜一些，我們稍后進行討論。

我們回到之前的問題：如何用數字技術盡可能如實地顯示模擬系統？我們來設想圖 2-17 所描述的情況，即顯示的信號只包含噪聲和一個連續波（CW）信號。

取樣檢波

作為第一種方法，我們只選取每個信號收集單元的中間位置的瞬時電平值（如圖 2-19）作為數據點，這就是取樣檢波模式。為使顯示跡線看起來是連續的，我們設計了一種能描繪出各點之間矢量關系的系統。比較圖 2-17 和 2-20，可以看出我們獲得了一個還算合理的顯示。當然，跡線上的點數越多，就越能真實地再現模擬信號。不同頻譜儀的可用顯示點數是不一樣的，對于 X 系列信號分析儀，頻域跡線的取樣顯示點數可以從最少 1 個點到最多 40001 個點。如圖 2-21 所示，增加取樣點確實可使結果更接近于模擬信號。

雖然這種取樣檢波方式能很好的體現噪聲的隨機性，但并不適合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信號分析儀上觀察一個 100 MHz 的梳狀信號，分析儀的掃寬可以被設置為 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 個顯示點，每個顯示點代表 26.5 MHz 的頻率掃寬（信號收集單元)，也遠大于 8 MHz 的最大分辨率帶寬。

結果，采用取樣檢波模式時，只有當梳狀信號的混頻分量剛好處在中頻的中心處時，它的幅度才能被顯示出來。圖 2-22a 是一個使用取樣檢波的帶寬為 750 Hz、掃寬為 10 MHz 的顯示。它的梳狀信號幅度應該與圖 2-22b 所示（使用峰值檢波）的實際信號基本一致。可以得出，取樣檢波方式并不適用于所有信號，也不能反映顯示信號的真實峰值。當分辨率帶寬小于采樣間隔（如信號收集單元的寬度）時，取樣檢波模式會給出錯誤的結果。

圖 2-22a. 取樣檢波模式下的帶寬為 250 kHz、掃寬為 10 MHz 的梳狀信號

圖 2-22b. 在 10 MHz 掃寬內，采用（正）峰值檢波得到的實際梳狀信號

（正）峰值檢波

確保所有正弦波的真實幅度都能被記錄的一種方法是顯示每個信號收集單元內出現的最大值，這就是正峰值檢波方式，或者叫峰值檢波，如圖 2-22b 所示。峰值檢波是許多頻譜分析儀默認的檢波方式，因為無論分辨率帶寬和信號收集單元的寬度之間的關系如何，它都能保證不丟失任何正弦信號。不過，與取樣檢波方式不同的是，由于峰值檢波只顯示每個信號收集單元內的最大值而忽略了實際的噪聲隨機性，所以在反映隨機噪聲方面并不理想。因此，將峰值檢波作為第一檢波方式的頻譜儀一般還提供取樣檢波作為補充。

負峰值檢波

負峰值檢波方式顯示的是每個信號收集單元中的最小值。大多數頻譜儀都提供這種檢波方式，盡管它不像其他方式那么常用。對于 EMC 測量，想要從脈沖信號中區分出 CW 信號，負峰值檢波會很有用。在本應用指南后面的內容里，我們將看到負峰值檢波還能應用于使用外部混頻器進行高頻測量時的信號識別。

正態檢波

為了提供比峰值檢波更好的對隨機噪聲的直觀顯示并避免取樣檢波模式顯示信號的丟失問題，許多頻譜儀還提供正態檢波模式（俗稱 rosenfell9 模式）。如果信號像用正峰值和負峰值檢波所確定的那樣既有上升、又有下降，則該算法將這種信號歸類為噪聲信號。

Roesnfell 并不是人名，而是一種運算方法的描述，用以測試在給定數據點代表的信號收集單元內的信號是上升還是下降，有時也寫成 rose’n’fell。

在這種情況下，用奇數號的數據點來顯示信號收集單元中的最大值，用偶數號的數據點來顯示最小值。如圖 2-25 所示。正態檢波模式和取樣檢波模式在圖 2-23a 和 2-13b中比較。(由于取樣檢波器在測量噪聲時非常有效，所以它常被用于噪聲游標應用。同樣在信道功率測量和鄰道功率測量中需要一種檢波類型，可以提供無任何傾 向 的結果，此時適合使用峰值檢波。對沒有平均檢波功能的頻譜儀來說，取樣檢波是最好的選擇。)

當遇到正弦信號時會是什么情況呢？我們知道，當混頻分量經過中頻濾波器時，頻譜儀的顯示器上會描繪出濾波器的特性曲線。如果濾波器的曲線覆蓋了許多個顯示點，便會出現下述情況：顯示信號只在混頻分量接近濾波器的中心頻率時才上升，也只在混頻分量遠離濾波器中心頻率時才下降。無論哪一種情況，正峰值和負峰值檢波都能檢測出單一方向上的幅度變化，并根據正態檢波算法，顯示每個信號收集單元內的最大值，如圖 2-24 所示。

當分辨率帶寬比信號收集單元窄時又會怎樣呢？這時信號在信號收集單元內既有上升又有下降。如果信號收集單元恰好是奇數號，則一切正常，信號收集單元內的最大值將作為下一個數據點直接被繪出。但是，如果信號收集單元是偶數號的，那么描繪出的將是信號收集單元內的最小值。根據分辨率帶寬和信號收集單元寬度的比值，最小值可能部分或完全不同于真實峰值（我們希望顯示的值)。在信號收集單元寬度遠大于分辨率帶寬的極端情況下，信號收集單元內的最大值和最小值之差將是信號峰值和噪聲之間的差值，圖 2-25 的示例正是如此。觀察第 6 個信號收集單元，當前信號收集單元中的峰值總是與前一個信號收集單元中的峰值相比較，當信號單元為奇數號時（如第 7 個單元）就顯示兩者中的較大值。此峰值實際上發生在第6 個信號收集單元，但在第 7 個單元才被顯示出來。

圖 2-24. 當信號收集單元內的值只增大或只減小時，正態檢波顯示該單元內的最大值

正態檢波算法
?

如果信號值在一個信號收集單元內既有上升又有下降：則偶數號信號收集單元將顯示該單元內的最小值（負峰值）。并記錄最大值，然后在奇數號信號收集單元中將當前單元內的峰值與之前（記錄的）一個單元的峰值進行比較并顯示兩者中的較大值（正峰值）。如果信號在一個信號收集單元內只上升或者只減小，則顯示峰值，如圖 2-25所示。

這個處理過程可能引起數據點的最大值顯示過于偏向右方，但此偏移量通常只占掃寬的一個很小的百分數。一些頻譜分析儀，例如高性能 X 系列信號分析儀，通過調節本振的起止頻率來補償這種潛在的影響。

另一種錯誤是顯示峰值有兩個而實際峰值只存在一個，圖 2-26 顯示出可能發生這種情況的例子。使用較寬分辨率帶寬并采用峰值檢波時兩個峰值輪廓被顯示出來。

因此峰值檢波最適用于從噪聲中定位 CW 信號，取樣檢波最適用于測量噪聲，而既要觀察信號又要觀察噪聲時采用正態檢波最為合適。

圖 2-25. 正態檢波算法所選擇的顯示跡線點

圖 2-26. 正態檢波顯示出兩個峰值而實際只存在一個

平均檢波

雖然現代數字調制方案具有類噪聲特性，但取樣檢波不能提供我們所需的所有信息。比如在測量一個 W-CDMA 信號的信道功率時，我們需要集成信號的均方根值，這個測量過程涉及到頻譜儀一定頻率范圍內的信號收集單元的總功率，取樣檢波并不能提供這個信息。

雖然一般頻譜儀是在每個信號收集單元內多次收集幅度數據，但取樣檢波只保留這些數據中的一個值而忽略其他值。而平均檢波會使用該時間（和頻率）間隔內的該信號收集單元內所有數據，一旦數據被數字化并且我們知道其實現的環境，便可以將數據以多種方法處理從而獲得想要的結果。

某些頻譜儀將功率（基于電壓的均方根值）取平均的檢波稱為 rms（均方根） 檢波。Keysight X 系列信號分析儀的平均檢波功能包括功率平均、電壓平均和信號的對數平均，不同的平均類型可以通過按鍵單獨選擇：

功率（rms）平均是對信號的均方根電平取平均值，這是將一個信號收集單元內所測得的電壓值取平方和再開方然后除以頻譜儀輸入特性阻抗（通常為 50 Ω）而得到。功率平均計算出真實的平均功率，最適用于測量復雜信號的功率。

電壓平均是將一個信號收集單元內測得的信號包絡的線性電壓值取平均。在 EMI 測試中通常用這種方法來測量窄帶信號（這部分內容將在下一節做進一步討論）。電壓平均還可以用來觀察 AM 信號或脈沖調制信號（如雷達信號、TDMA 發射信號）的上升和下降情況。

對數功率（視頻）平均是將一個信號收集單元內所測得的信號包絡的對數幅度值（單位為 dB）取平均。它最適合用來觀察正弦信號，特別是那些靠近噪聲的信號。11

因此，使用功率為平均類型的平均檢波方式提供的是基于 rms 電壓值的真實平均功率，而平均類型為電壓的檢波器則可以看作是通用的平均檢波器。平均類型為對數的檢波器沒有其他等效方式。

采用平均檢波測量功率較取樣檢波有所改進。取樣檢波需要進行多次掃描以獲取足夠的數據點來提供精確的平均功率信息。平均檢波使得對信道功率的測量從某范圍內信號收集單元的求和變成代表著頻譜儀某段頻率的時間間隔的合成。在快速傅立葉變換（FFT）頻譜儀12中，用于測量信道功率的值由顯示數據點的和變為了 FFT 變換點之和。

在掃頻和FFT兩種模式下，這種合成捕獲所有可用的功率信息，而不像取樣檢波那樣只捕獲取樣點的功率信息。所以當測量時間相同時，平均檢波的結果一致性更高。在掃描分析時也可以簡單地通過延長掃描時間來提高測量結果的穩定性。

EMI 檢波器：平均檢波和準峰值檢波

平均檢波的一個重要應用是用于檢測設備的電磁干擾（EMI)特性。在這種應用中，上一節所述的電壓平均方式可以測量到可能被寬帶脈沖噪聲所掩蓋的窄帶信號。在 EMI 測試儀器中所使用的平均檢波將取出待測的包絡并使其通過一個帶寬遠小于 RBW 的低通濾波器，此濾波器對信號的高頻分量（如噪聲）做積分（取平均）運算。若要在一個沒有電壓平均檢波功能的老式頻譜分析儀中實現這種檢波類型，需將頻譜儀設置為線性模式并選擇一個視頻濾波器，它的截止頻率需小于被測信號的最小 PRF（脈沖重復頻率）。

準峰值檢波（QPD）同樣也用于 EMI 測試中。QPD 是峰值檢波的一種加權形式，它的測量值隨被測信號重復速率的下降而減小。也就是，一個給定峰值幅度并且脈沖重復速率為 10 Hz 的脈沖信號比另一個具有相同峰值幅度但脈沖重復速率為 1 kHz 的信號準峰值要低。這種信號加權是通過帶有特定充放電結構的電路和由 CISPR 定義的顯示時間常量來實現。

CISPR，國際無線電干擾特別委員會，由一些國際組織建立于 1934 年，致力于解決無線電干擾。它是由國際電工委員會（IEC）和許多其他國際組織的委員所組成的一個非政府組織,其所推薦的標準通常成為世界各地的政府監管機構所采用的法定 EMC 測試要求的基礎。

QPD 也是定量測量信號“干擾因子”的一種方法。設想我們正在收聽某一遭受干擾的無線電臺，如果只是每隔幾秒偶而聽見由噪聲所引起的“嗞嗞”聲，那么基本上還可以正常收聽節目，但是，如果相同幅度的干擾信號每秒出現 60 次，就無法再正常收聽節目了。

平滑處理

在頻譜儀中有幾種不同的方法來平滑包絡檢波器輸出幅度的變化。第一種方法是前面已經討論過的平均檢波，還有兩種方法：視頻濾波和跡線平均14。下面將對它們進行介紹。

視頻濾波

要識別靠近噪聲的信號并不只是 EMC 測量遇到的問題。如圖 2-27 所示，頻譜儀的顯示是被測信號加上它自身的內部噪聲。為了減小噪聲對顯示信號幅度的影響，我們常常對顯示進行平滑或平均，如圖 2-28 所示。頻譜儀所包含的可變視頻濾波器就是用作此目的。它是一個低通濾波器，位于包絡檢波器之后，并且決定了視頻信號的帶寬，該視頻信號稍后將被數字化以生成幅度數據。此視頻濾波器的截止頻率可以減小到小于已選定的分辨率帶寬（IF）濾波器的帶寬。這時候，視頻系統將無法再跟隨經過中頻鏈路的信號包絡的快速變化。結果就是對被顯示信號的平均或平滑。

圖 2-27. 頻譜分析儀顯示的信號加噪聲

圖 2-28. 圖 2-27 中的信號經充分平滑后的顯示

圖 2-29. VBW 與 RBW 比值分別為 3:1、1:10、1:100 時的平滑效果

這種效果在測量噪聲時最為明顯，尤其是選用高分辨率帶寬的時候。當減小視頻帶寬，那么噪聲峰峰值的波動變化也隨之減小。如圖 2-29 所示，減小的程度（平均或平滑的程度）隨視頻帶寬和分辨率帶寬的比值而變。當比值小于或等于 0.01 時，平滑效果較好，而比值增大時，平滑效果則不太理想。視頻濾波器不會對已經平滑的信號跡線（例如顯示的正弦信號已可以很好地與噪聲區分）有任何影響。

如果將頻譜儀設置為正峰值檢波模式，可以注意到以下兩點：首先，如果 VBW > RBW，則改變分辨率帶寬對噪聲的峰峰值起伏影響不大。其次，如果 VBW < RBW，則改變視頻帶寬似乎會影響噪聲電平。噪聲起伏變化不大是因為頻譜儀當前只顯示了噪聲的峰值。不過，噪聲電平表現出隨著視頻帶寬而變，這是由于平均（平滑）處理的變化，因而使被平滑的噪聲包絡的峰值改變，如圖 2-30a。選擇平均檢波模式，平均噪聲電平并不改變，如圖 2-30b。

圖 2-30a. 正峰值檢波模式：減小視頻帶寬使峰值噪聲變小，但不能降低平均噪聲電平

圖 2-30b. 平均檢波模式：無論 VBW 與 RBW 的

比值為多少（3:1、1:10、1:100），噪聲電平保持不變

由于視頻濾波器有自己的響應時間，因此當視頻帶寬 VBW 小于分辨率帶寬 RBW 時，掃描時間的改變近似與視頻帶寬的變化成反比，掃描時間（ST）通過以下公式來描述：

分析儀根據視頻帶寬、掃寬和分辨率帶寬，自動設置相應的掃描時間。

跡線平均

數字顯示提供了另一種平滑顯示的選擇：跡線平均。這是與使用平均檢波器完全不同的處理過程。它通過逐點的兩次或多次掃描來實現平均，每一個顯示點的新數值由當前值與前一個平均值再求平均得到：

因此，經過若干掃描后顯示會漸漸趨于一個平均值。通過設置發生平均的掃描次數，可以像視頻濾波那樣選擇平均或平滑的程度。圖 2-31 顯示了不同掃描次數下獲得的跡線平均效果。盡管跡線平均不影響掃描時間，但因為多次掃描需要一定的時間，因此要達得期望的平均效果所用的時間與采用視頻濾波方式所用的時間大致相同。

圖 2-31. 掃描次數分別為 1、5、20、100

（每組掃描對應跡線位置偏移從上到下）時的跡線平均效果

在大多數場合里無論選擇哪種顯示平滑方式都一樣。如果被測信號是噪聲或非常接近噪聲的低電平正弦信號，則不管使用視頻濾波還是跡線平均都會得到相同的效果。

不過，兩者之間仍有一個明顯的區別。視頻濾波是對信號實時地進行平均，即隨著掃描的進行我們看到的是屏幕上每個顯示點的充分平均或平滑效果。每個點只做一次平均處理，在每次掃描上的處理時間約為 1/VBW。而跡線平均需要進行多次掃描來實現顯示信號的充分平均，且每個點上的平均處理發生在多次掃描所需的整個時間周期內。

所以對于某些信號來說，采用不同的平滑方式會得到截然不同的效果。比如對一個頻譜隨時間變化的信號采用視頻平均時，每次掃描都會得到不同的平均結果。但是如果選擇跡線平均，所得到的結果將更接近于真實的平均值，見圖 2-32a 和 2-32b。

圖 2-32a 和 2-32b 顯示對調頻廣播信號分別應用視頻濾波和跡線平均，所產生的不同效果。

圖 2-32a. 視頻濾波

圖 2-32b. 跡線平均

時間選通

具有時間選通功能的頻譜分析儀可以獲得頻域上占據相同部分而時域上彼此分離的信號的頻譜信息。通過利用外部觸發信號調整這些信號間的間隔，可以實現如下功能：

– 測量在時域上彼此分離的多個信號中的任意一個（例如，您可以分離出兩個時分而頻率相同的無線信號的頻譜）

– 測量 TDMA 系統中某個時隙的信號頻譜

– 排除干擾信號的頻譜，比如去除只存在于一段時間的周期性脈沖邊緣的瞬態過程

為什么需要時間選通

傳統的頻域頻譜分析儀在分析某些信號時只能提供有限的信息。這些較難分析的信號類型包括：

– 射頻脈沖

– 時間復用

– 時分多址（TDMA）

– 頻譜交織或非連續

– 脈沖調制

有些情況，時間選通功能可以幫助您完成一些往常即便有可能進行但也非常困難的測量。

測量時分雙工信號

如何使用時間選通功能執行復雜的測量，請見圖 2-33a。圖中顯示了一個簡化的數字移動信號，其中包含無線信號 #1 和 #2，它們占據同一頻道而時間分用。每路信號發送一個 1 ms 的脈沖，然后關閉，而后另一路信號再發送 1 ms。問題的關鍵是如何測量每個發射信號單獨的頻譜。

圖 2-33a. 在時域里簡化的數字移動無線信號

令人遺憾的是，傳統的頻譜分析儀并不能實現這一點。它只能顯示兩個信號的混合頻譜，如圖 2-33b 所示。而現代分析儀利用時間選通功能以及一個外部觸發信號，就能夠觀察到單獨的無線信號 #1（或 #2）的頻譜并確定其是否存在所顯示的雜散信號，如圖2-33c。

調整這些參數可以讓您觀察到所需的某個時間段的信號頻譜。如果剛好在感興趣的時間段里僅有一個選通信號，那么就可以使用如圖 2-34 所示的電平選通信號。但是在許多情況下，選通信號的時間不會與我們要測量的頻譜完全吻合。所以更靈活的方法是結合指定的選通時延和選通脈沖寬度采用邊緣觸發模式來精確定義想測量信號的時間周期。

圖 2-34. 電平觸發：頻譜分析儀只在選通觸發信號高于某個確定的電平時才測量頻譜

圖 2-35. 采用 8 個時隙的 TDMA 信號（本例為 GSM 信號），時隙 0 為“關閉”。

考慮如圖 2-35 所示的 8 個時隙的 GSM 信號。每個突發脈沖序列的長度為 0.577 ms，整個幀長 4.615 ms。我們可能只對某個指定時隙內的信號頻譜感興趣。本例中假設 8 個可用時隙中使用了兩個（時隙 1 和 3），如圖 2-36。

當在頻域中觀察此信號時，見圖 2-37，我們觀察到頻譜中存在多余的雜散信號。為了解決這個問題并找到干擾信號的來源，我們需要確定它出現在哪一個時隙里。如果要觀察時隙 3，我們可以將選通的觸發設置在時隙 3 中的突發脈沖序列的上升沿并指定選通時延為 1.4577 ms、選通脈沖寬度為461.60 μs，如圖 2-38 所示。選通時延確保了在整個突發脈沖序列持續期間我們只測量時隙 3 信號的頻譜。注意一定要謹慎地選擇選通開始和停止值，以避開突發脈沖序列的上升沿和下降沿，因為需要在測量前留出一些時間等待 RBW 濾波信號穩定下來。圖 2-39. 顯示了時隙 3 的頻譜，表明雜散信號并不是由此突發脈沖引起的。

實現時間選通的三種常見方法

– FFT 選通

– 本振選通

– 視頻選通

圖 2-36. 只有時隙 1 和 3“開啟”的 GSM 信號在零掃寬（時域）時的顯示。

圖 2-37. 兩個時隙“開啟”的 GSM 信號的頻域顯示，頻譜中出現多余的雜散信號。

圖 2-38. 使用時間選通觀察 GSM 信號時隙 3 的頻譜。

圖 2-39. 時隙3 的頻譜表明雜散信號不是由此突發脈沖導致的。

選通 FFT

Keysight X 系列信號分析儀具有內置的 FFT 功能。在此模式下，觸發啟用后經過所選時延，頻譜儀開始捕獲數據并進行 FFT 處理。中頻信號經數字化后在 1.83/RBW 的時間周期內被采集。基于這個數據采集計算 FFT，得到信號的頻譜。因此，該頻譜存在于已知時間段的某個特定時間。當頻譜儀掃寬比 FFT 最大寬度窄時，這是速度最快的選通技術。

為了獲得盡可能大的頻率分辨率，應選擇頻譜儀可用的最小的 RBW（它的捕獲時間與待測時間周期相適應）。但實際中并非總需如此，您可以選擇一個較寬的 RBW 同時相應地減小選通脈沖寬度。在 FFT選通應用中最小可用的 RBW 通常比其他選通技術的最小可用 RBW 更窄，因為在其他技術里中頻必須在脈沖持續期內充分穩定，這需要比 1.83/RBW 更長的時間。

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

圖 2-40. 在本振選通模式下，本振只在選通間隔內掃描

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

用標準非選通模式的 X 系列信號分析儀掃過 1 MHz 掃寬需要 14.6 ms，如圖 2-41 所示。如果選通脈沖寬度為 0.3 ms，頻譜儀必須在 49（14.6 除以 0.3）個選通信號間隔時間內掃描；如果 GSM 信號的完整幀長為 4.615 ms，那么總的測量時間就等于 49 個選通信號間隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。這與后面所說的視頻選通技術相比在速度上有了很大的提高。X 系列信號分析儀和 PSA 系列頻譜分析儀均具有本振選通功能。

圖 2-41. GSM 信號頻譜

視頻選通

一些頻譜儀（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）采用了視頻選通的信號分析技術。這種情況下，當選通信號處于截止狀態時視頻電壓被關閉或為“負無窮大”。檢波器設置為峰值檢波，掃描時間的設置必須保證選通信號在每個顯示點或信號收集單元內至少出現一次，從而確保峰值檢波器能夠獲得相應時間間隔內的真實數據，否則會出現沒有數據值的跡線點，進而導致不完整的顯示頻譜。因此，最小掃描時間 = 顯示點數 N x 突發脈沖的時間周期。例如，在 GSM 測量中，完整幀長為 4.615 ms，假設 ESA 頻譜儀設置為缺省顯示點數 401，那么對于 GSM 視頻選通測量的最小掃描時間是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。

有些 TDMA 格式的周期時間長達 90 ms，導致如果使用視頻選通技術需要很長的掃描時間。現在，您已經知道典型的模擬頻譜分析儀的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下來要討論的是當使用數字技術替代某些模擬電路時，對頻譜分析儀的性能有何改善。

圖 2-42. 具有視頻選通的頻譜分析儀的結構框圖

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圖 2-18. 1001 個跡線點（信號收集單元）中的

每個點都覆蓋了 100 kHz 的頻率掃寬和 0.01 ms 的時間掃寬

頻率：信號收集單元的寬度 = 掃寬/（跡線點數 – 1）

時間：信號收集單元的寬度 = 掃描時間/（跡線點數 – 1）

不同儀器的采樣速率不同，但減小掃寬和/或增加掃描時間能夠獲得更高的精度，因為任何一種情況都會增加信號收集單元所含的樣本數。采用數字中頻濾波器的分析儀，采樣速率和內插特性按照等效于連續時間處理來設計。

“信號收集單元”的概念很重要，它能夠幫我們區分這 6 種顯示檢波器類型：

– 取樣檢波

– 正峰值檢波（簡稱峰值檢波）

– 負峰值檢波

– 正態檢波（Normal）

– 平均檢波

– 準峰值檢波

圖 2-19. 存儲器中存入的跡線點基于不同的檢波器算法

前三種檢波類型（取樣、峰值和負峰值）比較容易理解，如圖 2-19 中的直觀表示。正態、平均和準峰值檢波要復雜一些，我們稍后進行討論。

我們回到之前的問題：如何用數字技術盡可能如實地顯示模擬系統？我們來設想圖 2-17 所描述的情況，即顯示的信號只包含噪聲和一個連續波（CW）信號。

取樣檢波

作為第一種方法，我們只選取每個信號收集單元的中間位置的瞬時電平值（如圖 2-19）作為數據點，這就是取樣檢波模式。為使顯示跡線看起來是連續的，我們設計了一種能描繪出各點之間矢量關系的系統。比較圖 2-17 和 2-20，可以看出我們獲得了一個還算合理的顯示。當然，跡線上的點數越多，就越能真實地再現模擬信號。不同頻譜儀的可用顯示點數是不一樣的，對于 X 系列信號分析儀，頻域跡線的取樣顯示點數可以從最少 1 個點到最多 40001 個點。如圖 2-21 所示，增加取樣點確實可使結果更接近于模擬信號。

雖然這種取樣檢波方式能很好的體現噪聲的隨機性，但并不適合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信號分析儀上觀察一個 100 MHz 的梳狀信號，分析儀的掃寬可以被設置為 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 個顯示點，每個顯示點代表 26.5 MHz 的頻率掃寬（信號收集單元)，也遠大于 8 MHz 的最大分辨率帶寬。

結果，采用取樣檢波模式時，只有當梳狀信號的混頻分量剛好處在中頻的中心處時，它的幅度才能被顯示出來。圖 2-22a 是一個使用取樣檢波的帶寬為 750 Hz、掃寬為 10 MHz 的顯示。它的梳狀信號幅度應該與圖 2-22b 所示（使用峰值檢波）的實際信號基本一致。可以得出，取樣檢波方式并不適用于所有信號，也不能反映顯示信號的真實峰值。當分辨率帶寬小于采樣間隔（如信號收集單元的寬度）時，取樣檢波模式會給出錯誤的結果。

圖 2-22a. 取樣檢波模式下的帶寬為 250 kHz、掃寬為 10 MHz 的梳狀信號

圖 2-22b. 在 10 MHz 掃寬內，采用（正）峰值檢波得到的實際梳狀信號

（正）峰值檢波

確保所有正弦波的真實幅度都能被記錄的一種方法是顯示每個信號收集單元內出現的最大值，這就是正峰值檢波方式，或者叫峰值檢波，如圖 2-22b 所示。峰值檢波是許多頻譜分析儀默認的檢波方式，因為無論分辨率帶寬和信號收集單元的寬度之間的關系如何，它都能保證不丟失任何正弦信號。不過，與取樣檢波方式不同的是，由于峰值檢波只顯示每個信號收集單元內的最大值而忽略了實際的噪聲隨機性，所以在反映隨機噪聲方面并不理想。因此，將峰值檢波作為第一檢波方式的頻譜儀一般還提供取樣檢波作為補充。

負峰值檢波

負峰值檢波方式顯示的是每個信號收集單元中的最小值。大多數頻譜儀都提供這種檢波方式，盡管它不像其他方式那么常用。對于 EMC 測量，想要從脈沖信號中區分出 CW 信號，負峰值檢波會很有用。在本應用指南后面的內容里，我們將看到負峰值檢波還能應用于使用外部混頻器進行高頻測量時的信號識別。

正態檢波

為了提供比峰值檢波更好的對隨機噪聲的直觀顯示并避免取樣檢波模式顯示信號的丟失問題，許多頻譜儀還提供正態檢波模式（俗稱 rosenfell9 模式）。如果信號像用正峰值和負峰值檢波所確定的那樣既有上升、又有下降，則該算法將這種信號歸類為噪聲信號。

Roesnfell 并不是人名，而是一種運算方法的描述，用以測試在給定數據點代表的信號收集單元內的信號是上升還是下降，有時也寫成 rose’n’fell。

在這種情況下，用奇數號的數據點來顯示信號收集單元中的最大值，用偶數號的數據點來顯示最小值。如圖 2-25 所示。正態檢波模式和取樣檢波模式在圖 2-23a 和 2-13b中比較。(由于取樣檢波器在測量噪聲時非常有效，所以它常被用于噪聲游標應用。同樣在信道功率測量和鄰道功率測量中需要一種檢波類型，可以提供無任何傾 向 的結果，此時適合使用峰值檢波。對沒有平均檢波功能的頻譜儀來說，取樣檢波是最好的選擇。)

當遇到正弦信號時會是什么情況呢？我們知道，當混頻分量經過中頻濾波器時，頻譜儀的顯示器上會描繪出濾波器的特性曲線。如果濾波器的曲線覆蓋了許多個顯示點，便會出現下述情況：顯示信號只在混頻分量接近濾波器的中心頻率時才上升，也只在混頻分量遠離濾波器中心頻率時才下降。無論哪一種情況，正峰值和負峰值檢波都能檢測出單一方向上的幅度變化，并根據正態檢波算法，顯示每個信號收集單元內的最大值，如圖 2-24 所示。

當分辨率帶寬比信號收集單元窄時又會怎樣呢？這時信號在信號收集單元內既有上升又有下降。如果信號收集單元恰好是奇數號，則一切正常，信號收集單元內的最大值將作為下一個數據點直接被繪出。但是，如果信號收集單元是偶數號的，那么描繪出的將是信號收集單元內的最小值。根據分辨率帶寬和信號收集單元寬度的比值，最小值可能部分或完全不同于真實峰值（我們希望顯示的值)。在信號收集單元寬度遠大于分辨率帶寬的極端情況下，信號收集單元內的最大值和最小值之差將是信號峰值和噪聲之間的差值，圖 2-25 的示例正是如此。觀察第 6 個信號收集單元，當前信號收集單元中的峰值總是與前一個信號收集單元中的峰值相比較，當信號單元為奇數號時（如第 7 個單元）就顯示兩者中的較大值。此峰值實際上發生在第6 個信號收集單元，但在第 7 個單元才被顯示出來。

圖 2-24. 當信號收集單元內的值只增大或只減小時，正態檢波顯示該單元內的最大值

正態檢波算法
?

如果信號值在一個信號收集單元內既有上升又有下降：則偶數號信號收集單元將顯示該單元內的最小值（負峰值）。并記錄最大值，然后在奇數號信號收集單元中將當前單元內的峰值與之前（記錄的）一個單元的峰值進行比較并顯示兩者中的較大值（正峰值）。如果信號在一個信號收集單元內只上升或者只減小，則顯示峰值，如圖 2-25所示。

這個處理過程可能引起數據點的最大值顯示過于偏向右方，但此偏移量通常只占掃寬的一個很小的百分數。一些頻譜分析儀，例如高性能 X 系列信號分析儀，通過調節本振的起止頻率來補償這種潛在的影響。

另一種錯誤是顯示峰值有兩個而實際峰值只存在一個，圖 2-26 顯示出可能發生這種情況的例子。使用較寬分辨率帶寬并采用峰值檢波時兩個峰值輪廓被顯示出來。

因此峰值檢波最適用于從噪聲中定位 CW 信號，取樣檢波最適用于測量噪聲，而既要觀察信號又要觀察噪聲時采用正態檢波最為合適。

圖 2-25. 正態檢波算法所選擇的顯示跡線點

圖 2-26. 正態檢波顯示出兩個峰值而實際只存在一個

平均檢波

雖然現代數字調制方案具有類噪聲特性，但取樣檢波不能提供我們所需的所有信息。比如在測量一個 W-CDMA 信號的信道功率時，我們需要集成信號的均方根值，這個測量過程涉及到頻譜儀一定頻率范圍內的信號收集單元的總功率，取樣檢波并不能提供這個信息。

雖然一般頻譜儀是在每個信號收集單元內多次收集幅度數據，但取樣檢波只保留這些數據中的一個值而忽略其他值。而平均檢波會使用該時間（和頻率）間隔內的該信號收集單元內所有數據，一旦數據被數字化并且我們知道其實現的環境，便可以將數據以多種方法處理從而獲得想要的結果。

某些頻譜儀將功率（基于電壓的均方根值）取平均的檢波稱為 rms（均方根） 檢波。Keysight X 系列信號分析儀的平均檢波功能包括功率平均、電壓平均和信號的對數平均，不同的平均類型可以通過按鍵單獨選擇：

功率（rms）平均是對信號的均方根電平取平均值，這是將一個信號收集單元內所測得的電壓值取平方和再開方然后除以頻譜儀輸入特性阻抗（通常為 50 Ω）而得到。功率平均計算出真實的平均功率，最適用于測量復雜信號的功率。

電壓平均是將一個信號收集單元內測得的信號包絡的線性電壓值取平均。在 EMI 測試中通常用這種方法來測量窄帶信號（這部分內容將在下一節做進一步討論）。電壓平均還可以用來觀察 AM 信號或脈沖調制信號（如雷達信號、TDMA 發射信號）的上升和下降情況。

對數功率（視頻）平均是將一個信號收集單元內所測得的信號包絡的對數幅度值（單位為 dB）取平均。它最適合用來觀察正弦信號，特別是那些靠近噪聲的信號。11

因此，使用功率為平均類型的平均檢波方式提供的是基于 rms 電壓值的真實平均功率，而平均類型為電壓的檢波器則可以看作是通用的平均檢波器。平均類型為對數的檢波器沒有其他等效方式。

采用平均檢波測量功率較取樣檢波有所改進。取樣檢波需要進行多次掃描以獲取足夠的數據點來提供精確的平均功率信息。平均檢波使得對信道功率的測量從某范圍內信號收集單元的求和變成代表著頻譜儀某段頻率的時間間隔的合成。在快速傅立葉變換（FFT）頻譜儀12中，用于測量信道功率的值由顯示數據點的和變為了 FFT 變換點之和。

在掃頻和FFT兩種模式下，這種合成捕獲所有可用的功率信息，而不像取樣檢波那樣只捕獲取樣點的功率信息。所以當測量時間相同時，平均檢波的結果一致性更高。在掃描分析時也可以簡單地通過延長掃描時間來提高測量結果的穩定性。

EMI 檢波器：平均檢波和準峰值檢波

平均檢波的一個重要應用是用于檢測設備的電磁干擾（EMI)特性。在這種應用中，上一節所述的電壓平均方式可以測量到可能被寬帶脈沖噪聲所掩蓋的窄帶信號。在 EMI 測試儀器中所使用的平均檢波將取出待測的包絡并使其通過一個帶寬遠小于 RBW 的低通濾波器，此濾波器對信號的高頻分量（如噪聲）做積分（取平均）運算。若要在一個沒有電壓平均檢波功能的老式頻譜分析儀中實現這種檢波類型，需將頻譜儀設置為線性模式并選擇一個視頻濾波器，它的截止頻率需小于被測信號的最小 PRF（脈沖重復頻率）。

準峰值檢波（QPD）同樣也用于 EMI 測試中。QPD 是峰值檢波的一種加權形式，它的測量值隨被測信號重復速率的下降而減小。也就是，一個給定峰值幅度并且脈沖重復速率為 10 Hz 的脈沖信號比另一個具有相同峰值幅度但脈沖重復速率為 1 kHz 的信號準峰值要低。這種信號加權是通過帶有特定充放電結構的電路和由 CISPR 定義的顯示時間常量來實現。

CISPR，國際無線電干擾特別委員會，由一些國際組織建立于 1934 年，致力于解決無線電干擾。它是由國際電工委員會（IEC）和許多其他國際組織的委員所組成的一個非政府組織,其所推薦的標準通常成為世界各地的政府監管機構所采用的法定 EMC 測試要求的基礎。

QPD 也是定量測量信號“干擾因子”的一種方法。設想我們正在收聽某一遭受干擾的無線電臺，如果只是每隔幾秒偶而聽見由噪聲所引起的“嗞嗞”聲，那么基本上還可以正常收聽節目，但是，如果相同幅度的干擾信號每秒出現 60 次，就無法再正常收聽節目了。

平滑處理

在頻譜儀中有幾種不同的方法來平滑包絡檢波器輸出幅度的變化。第一種方法是前面已經討論過的平均檢波，還有兩種方法：視頻濾波和跡線平均14。下面將對它們進行介紹。

視頻濾波

要識別靠近噪聲的信號并不只是 EMC 測量遇到的問題。如圖 2-27 所示，頻譜儀的顯示是被測信號加上它自身的內部噪聲。為了減小噪聲對顯示信號幅度的影響，我們常常對顯示進行平滑或平均，如圖 2-28 所示。頻譜儀所包含的可變視頻濾波器就是用作此目的。它是一個低通濾波器，位于包絡檢波器之后，并且決定了視頻信號的帶寬，該視頻信號稍后將被數字化以生成幅度數據。此視頻濾波器的截止頻率可以減小到小于已選定的分辨率帶寬（IF）濾波器的帶寬。這時候，視頻系統將無法再跟隨經過中頻鏈路的信號包絡的快速變化。結果就是對被顯示信號的平均或平滑。

圖 2-27. 頻譜分析儀顯示的信號加噪聲

圖 2-28. 圖 2-27 中的信號經充分平滑后的顯示

圖 2-29. VBW 與 RBW 比值分別為 3:1、1:10、1:100 時的平滑效果

這種效果在測量噪聲時最為明顯，尤其是選用高分辨率帶寬的時候。當減小視頻帶寬，那么噪聲峰峰值的波動變化也隨之減小。如圖 2-29 所示，減小的程度（平均或平滑的程度）隨視頻帶寬和分辨率帶寬的比值而變。當比值小于或等于 0.01 時，平滑效果較好，而比值增大時，平滑效果則不太理想。視頻濾波器不會對已經平滑的信號跡線（例如顯示的正弦信號已可以很好地與噪聲區分）有任何影響。

如果將頻譜儀設置為正峰值檢波模式，可以注意到以下兩點：首先，如果 VBW > RBW，則改變分辨率帶寬對噪聲的峰峰值起伏影響不大。其次，如果 VBW < RBW，則改變視頻帶寬似乎會影響噪聲電平。噪聲起伏變化不大是因為頻譜儀當前只顯示了噪聲的峰值。不過，噪聲電平表現出隨著視頻帶寬而變，這是由于平均（平滑）處理的變化，因而使被平滑的噪聲包絡的峰值改變，如圖 2-30a。選擇平均檢波模式，平均噪聲電平并不改變，如圖 2-30b。

圖 2-30a. 正峰值檢波模式：減小視頻帶寬使峰值噪聲變小，但不能降低平均噪聲電平

圖 2-30b. 平均檢波模式：無論 VBW 與 RBW 的

比值為多少（3:1、1:10、1:100），噪聲電平保持不變

由于視頻濾波器有自己的響應時間，因此當視頻帶寬 VBW 小于分辨率帶寬 RBW 時，掃描時間的改變近似與視頻帶寬的變化成反比，掃描時間（ST）通過以下公式來描述：

分析儀根據視頻帶寬、掃寬和分辨率帶寬，自動設置相應的掃描時間。

跡線平均

數字顯示提供了另一種平滑顯示的選擇：跡線平均。這是與使用平均檢波器完全不同的處理過程。它通過逐點的兩次或多次掃描來實現平均，每一個顯示點的新數值由當前值與前一個平均值再求平均得到：

因此，經過若干掃描后顯示會漸漸趨于一個平均值。通過設置發生平均的掃描次數，可以像視頻濾波那樣選擇平均或平滑的程度。圖 2-31 顯示了不同掃描次數下獲得的跡線平均效果。盡管跡線平均不影響掃描時間，但因為多次掃描需要一定的時間，因此要達得期望的平均效果所用的時間與采用視頻濾波方式所用的時間大致相同。

圖 2-31. 掃描次數分別為 1、5、20、100

（每組掃描對應跡線位置偏移從上到下）時的跡線平均效果

在大多數場合里無論選擇哪種顯示平滑方式都一樣。如果被測信號是噪聲或非常接近噪聲的低電平正弦信號，則不管使用視頻濾波還是跡線平均都會得到相同的效果。

不過，兩者之間仍有一個明顯的區別。視頻濾波是對信號實時地進行平均，即隨著掃描的進行我們看到的是屏幕上每個顯示點的充分平均或平滑效果。每個點只做一次平均處理，在每次掃描上的處理時間約為 1/VBW。而跡線平均需要進行多次掃描來實現顯示信號的充分平均，且每個點上的平均處理發生在多次掃描所需的整個時間周期內。

所以對于某些信號來說，采用不同的平滑方式會得到截然不同的效果。比如對一個頻譜隨時間變化的信號采用視頻平均時，每次掃描都會得到不同的平均結果。但是如果選擇跡線平均，所得到的結果將更接近于真實的平均值，見圖 2-32a 和 2-32b。

圖 2-32a 和 2-32b 顯示對調頻廣播信號分別應用視頻濾波和跡線平均，所產生的不同效果。

圖 2-32a. 視頻濾波

圖 2-32b. 跡線平均

時間選通

具有時間選通功能的頻譜分析儀可以獲得頻域上占據相同部分而時域上彼此分離的信號的頻譜信息。通過利用外部觸發信號調整這些信號間的間隔，可以實現如下功能：

– 測量在時域上彼此分離的多個信號中的任意一個（例如，您可以分離出兩個時分而頻率相同的無線信號的頻譜）

– 測量 TDMA 系統中某個時隙的信號頻譜

– 排除干擾信號的頻譜，比如去除只存在于一段時間的周期性脈沖邊緣的瞬態過程

為什么需要時間選通

傳統的頻域頻譜分析儀在分析某些信號時只能提供有限的信息。這些較難分析的信號類型包括：

– 射頻脈沖

– 時間復用

– 時分多址（TDMA）

– 頻譜交織或非連續

– 脈沖調制

有些情況，時間選通功能可以幫助您完成一些往常即便有可能進行但也非常困難的測量。

測量時分雙工信號

如何使用時間選通功能執行復雜的測量，請見圖 2-33a。圖中顯示了一個簡化的數字移動信號，其中包含無線信號 #1 和 #2，它們占據同一頻道而時間分用。每路信號發送一個 1 ms 的脈沖，然后關閉，而后另一路信號再發送 1 ms。問題的關鍵是如何測量每個發射信號單獨的頻譜。

圖 2-33a. 在時域里簡化的數字移動無線信號

令人遺憾的是，傳統的頻譜分析儀并不能實現這一點。它只能顯示兩個信號的混合頻譜，如圖 2-33b 所示。而現代分析儀利用時間選通功能以及一個外部觸發信號，就能夠觀察到單獨的無線信號 #1（或 #2）的頻譜并確定其是否存在所顯示的雜散信號，如圖2-33c。

調整這些參數可以讓您觀察到所需的某個時間段的信號頻譜。如果剛好在感興趣的時間段里僅有一個選通信號，那么就可以使用如圖 2-34 所示的電平選通信號。但是在許多情況下，選通信號的時間不會與我們要測量的頻譜完全吻合。所以更靈活的方法是結合指定的選通時延和選通脈沖寬度采用邊緣觸發模式來精確定義想測量信號的時間周期。

圖 2-34. 電平觸發：頻譜分析儀只在選通觸發信號高于某個確定的電平時才測量頻譜

圖 2-35. 采用 8 個時隙的 TDMA 信號（本例為 GSM 信號），時隙 0 為“關閉”。

考慮如圖 2-35 所示的 8 個時隙的 GSM 信號。每個突發脈沖序列的長度為 0.577 ms，整個幀長 4.615 ms。我們可能只對某個指定時隙內的信號頻譜感興趣。本例中假設 8 個可用時隙中使用了兩個（時隙 1 和 3），如圖 2-36。

當在頻域中觀察此信號時，見圖 2-37，我們觀察到頻譜中存在多余的雜散信號。為了解決這個問題并找到干擾信號的來源，我們需要確定它出現在哪一個時隙里。如果要觀察時隙 3，我們可以將選通的觸發設置在時隙 3 中的突發脈沖序列的上升沿并指定選通時延為 1.4577 ms、選通脈沖寬度為461.60 μs，如圖 2-38 所示。選通時延確保了在整個突發脈沖序列持續期間我們只測量時隙 3 信號的頻譜。注意一定要謹慎地選擇選通開始和停止值，以避開突發脈沖序列的上升沿和下降沿，因為需要在測量前留出一些時間等待 RBW 濾波信號穩定下來。圖 2-39. 顯示了時隙 3 的頻譜，表明雜散信號并不是由此突發脈沖引起的。

實現時間選通的三種常見方法

– FFT 選通

– 本振選通

– 視頻選通

圖 2-36. 只有時隙 1 和 3“開啟”的 GSM 信號在零掃寬（時域）時的顯示。

圖 2-37. 兩個時隙“開啟”的 GSM 信號的頻域顯示，頻譜中出現多余的雜散信號。

圖 2-38. 使用時間選通觀察 GSM 信號時隙 3 的頻譜。

圖 2-39. 時隙3 的頻譜表明雜散信號不是由此突發脈沖導致的。

選通 FFT

Keysight X 系列信號分析儀具有內置的 FFT 功能。在此模式下，觸發啟用后經過所選時延，頻譜儀開始捕獲數據并進行 FFT 處理。中頻信號經數字化后在 1.83/RBW 的時間周期內被采集。基于這個數據采集計算 FFT，得到信號的頻譜。因此，該頻譜存在于已知時間段的某個特定時間。當頻譜儀掃寬比 FFT 最大寬度窄時，這是速度最快的選通技術。

為了獲得盡可能大的頻率分辨率，應選擇頻譜儀可用的最小的 RBW（它的捕獲時間與待測時間周期相適應）。但實際中并非總需如此，您可以選擇一個較寬的 RBW 同時相應地減小選通脈沖寬度。在 FFT選通應用中最小可用的 RBW 通常比其他選通技術的最小可用 RBW 更窄，因為在其他技術里中頻必須在脈沖持續期內充分穩定，這需要比 1.83/RBW 更長的時間。

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

圖 2-40. 在本振選通模式下，本振只在選通間隔內掃描

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

用標準非選通模式的 X 系列信號分析儀掃過 1 MHz 掃寬需要 14.6 ms，如圖 2-41 所示。如果選通脈沖寬度為 0.3 ms，頻譜儀必須在 49（14.6 除以 0.3）個選通信號間隔時間內掃描；如果 GSM 信號的完整幀長為 4.615 ms，那么總的測量時間就等于 49 個選通信號間隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。這與后面所說的視頻選通技術相比在速度上有了很大的提高。X 系列信號分析儀和 PSA 系列頻譜分析儀均具有本振選通功能。

圖 2-41. GSM 信號頻譜

視頻選通

一些頻譜儀（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）采用了視頻選通的信號分析技術。這種情況下，當選通信號處于截止狀態時視頻電壓被關閉或為“負無窮大”。檢波器設置為峰值檢波，掃描時間的設置必須保證選通信號在每個顯示點或信號收集單元內至少出現一次，從而確保峰值檢波器能夠獲得相應時間間隔內的真實數據，否則會出現沒有數據值的跡線點，進而導致不完整的顯示頻譜。因此，最小掃描時間 = 顯示點數 N x 突發脈沖的時間周期。例如，在 GSM 測量中，完整幀長為 4.615 ms，假設 ESA 頻譜儀設置為缺省顯示點數 401，那么對于 GSM 視頻選通測量的最小掃描時間是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。

有些 TDMA 格式的周期時間長達 90 ms，導致如果使用視頻選通技術需要很長的掃描時間。現在，您已經知道典型的模擬頻譜分析儀的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下來要討論的是當使用數字技術替代某些模擬電路時，對頻譜分析儀的性能有何改善。

圖 2-42. 具有視頻選通的頻譜分析儀的結構框圖

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圖 2-18. 1001 個跡線點（信號收集單元）中的

每個點都覆蓋了 100 kHz 的頻率掃寬和 0.01 ms 的時間掃寬

頻率：信號收集單元的寬度 = 掃寬/（跡線點數 – 1）

時間：信號收集單元的寬度 = 掃描時間/（跡線點數 – 1）

不同儀器的采樣速率不同，但減小掃寬和/或增加掃描時間能夠獲得更高的精度，因為任何一種情況都會增加信號收集單元所含的樣本數。采用數字中頻濾波器的分析儀，采樣速率和內插特性按照等效于連續時間處理來設計。

“信號收集單元”的概念很重要，它能夠幫我們區分這 6 種顯示檢波器類型：

– 取樣檢波

– 正峰值檢波（簡稱峰值檢波）

– 負峰值檢波

– 正態檢波（Normal）

– 平均檢波

– 準峰值檢波

圖 2-19. 存儲器中存入的跡線點基于不同的檢波器算法

前三種檢波類型（取樣、峰值和負峰值）比較容易理解，如圖 2-19 中的直觀表示。正態、平均和準峰值檢波要復雜一些，我們稍后進行討論。

我們回到之前的問題：如何用數字技術盡可能如實地顯示模擬系統？我們來設想圖 2-17 所描述的情況，即顯示的信號只包含噪聲和一個連續波（CW）信號。

取樣檢波

作為第一種方法，我們只選取每個信號收集單元的中間位置的瞬時電平值（如圖 2-19）作為數據點，這就是取樣檢波模式。為使顯示跡線看起來是連續的，我們設計了一種能描繪出各點之間矢量關系的系統。比較圖 2-17 和 2-20，可以看出我們獲得了一個還算合理的顯示。當然，跡線上的點數越多，就越能真實地再現模擬信號。不同頻譜儀的可用顯示點數是不一樣的，對于 X 系列信號分析儀，頻域跡線的取樣顯示點數可以從最少 1 個點到最多 40001 個點。如圖 2-21 所示，增加取樣點確實可使結果更接近于模擬信號。

雖然這種取樣檢波方式能很好的體現噪聲的隨機性，但并不適合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信號分析儀上觀察一個 100 MHz 的梳狀信號，分析儀的掃寬可以被設置為 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 個顯示點，每個顯示點代表 26.5 MHz 的頻率掃寬（信號收集單元)，也遠大于 8 MHz 的最大分辨率帶寬。

結果，采用取樣檢波模式時，只有當梳狀信號的混頻分量剛好處在中頻的中心處時，它的幅度才能被顯示出來。圖 2-22a 是一個使用取樣檢波的帶寬為 750 Hz、掃寬為 10 MHz 的顯示。它的梳狀信號幅度應該與圖 2-22b 所示（使用峰值檢波）的實際信號基本一致。可以得出，取樣檢波方式并不適用于所有信號，也不能反映顯示信號的真實峰值。當分辨率帶寬小于采樣間隔（如信號收集單元的寬度）時，取樣檢波模式會給出錯誤的結果。

圖 2-22a. 取樣檢波模式下的帶寬為 250 kHz、掃寬為 10 MHz 的梳狀信號

圖 2-22b. 在 10 MHz 掃寬內，采用（正）峰值檢波得到的實際梳狀信號

（正）峰值檢波

確保所有正弦波的真實幅度都能被記錄的一種方法是顯示每個信號收集單元內出現的最大值，這就是正峰值檢波方式，或者叫峰值檢波，如圖 2-22b 所示。峰值檢波是許多頻譜分析儀默認的檢波方式，因為無論分辨率帶寬和信號收集單元的寬度之間的關系如何，它都能保證不丟失任何正弦信號。不過，與取樣檢波方式不同的是，由于峰值檢波只顯示每個信號收集單元內的最大值而忽略了實際的噪聲隨機性，所以在反映隨機噪聲方面并不理想。因此，將峰值檢波作為第一檢波方式的頻譜儀一般還提供取樣檢波作為補充。

負峰值檢波

負峰值檢波方式顯示的是每個信號收集單元中的最小值。大多數頻譜儀都提供這種檢波方式，盡管它不像其他方式那么常用。對于 EMC 測量，想要從脈沖信號中區分出 CW 信號，負峰值檢波會很有用。在本應用指南后面的內容里，我們將看到負峰值檢波還能應用于使用外部混頻器進行高頻測量時的信號識別。

正態檢波

為了提供比峰值檢波更好的對隨機噪聲的直觀顯示并避免取樣檢波模式顯示信號的丟失問題，許多頻譜儀還提供正態檢波模式（俗稱 rosenfell9 模式）。如果信號像用正峰值和負峰值檢波所確定的那樣既有上升、又有下降，則該算法將這種信號歸類為噪聲信號。

Roesnfell 并不是人名，而是一種運算方法的描述，用以測試在給定數據點代表的信號收集單元內的信號是上升還是下降，有時也寫成 rose’n’fell。

在這種情況下，用奇數號的數據點來顯示信號收集單元中的最大值，用偶數號的數據點來顯示最小值。如圖 2-25 所示。正態檢波模式和取樣檢波模式在圖 2-23a 和 2-13b中比較。(由于取樣檢波器在測量噪聲時非常有效，所以它常被用于噪聲游標應用。同樣在信道功率測量和鄰道功率測量中需要一種檢波類型，可以提供無任何傾 向 的結果，此時適合使用峰值檢波。對沒有平均檢波功能的頻譜儀來說，取樣檢波是最好的選擇。)

當遇到正弦信號時會是什么情況呢？我們知道，當混頻分量經過中頻濾波器時，頻譜儀的顯示器上會描繪出濾波器的特性曲線。如果濾波器的曲線覆蓋了許多個顯示點，便會出現下述情況：顯示信號只在混頻分量接近濾波器的中心頻率時才上升，也只在混頻分量遠離濾波器中心頻率時才下降。無論哪一種情況，正峰值和負峰值檢波都能檢測出單一方向上的幅度變化，并根據正態檢波算法，顯示每個信號收集單元內的最大值，如圖 2-24 所示。

當分辨率帶寬比信號收集單元窄時又會怎樣呢？這時信號在信號收集單元內既有上升又有下降。如果信號收集單元恰好是奇數號，則一切正常，信號收集單元內的最大值將作為下一個數據點直接被繪出。但是，如果信號收集單元是偶數號的，那么描繪出的將是信號收集單元內的最小值。根據分辨率帶寬和信號收集單元寬度的比值，最小值可能部分或完全不同于真實峰值（我們希望顯示的值)。在信號收集單元寬度遠大于分辨率帶寬的極端情況下，信號收集單元內的最大值和最小值之差將是信號峰值和噪聲之間的差值，圖 2-25 的示例正是如此。觀察第 6 個信號收集單元，當前信號收集單元中的峰值總是與前一個信號收集單元中的峰值相比較，當信號單元為奇數號時（如第 7 個單元）就顯示兩者中的較大值。此峰值實際上發生在第6 個信號收集單元，但在第 7 個單元才被顯示出來。

圖 2-24. 當信號收集單元內的值只增大或只減小時，正態檢波顯示該單元內的最大值

正態檢波算法
?

如果信號值在一個信號收集單元內既有上升又有下降：則偶數號信號收集單元將顯示該單元內的最小值（負峰值）。并記錄最大值，然后在奇數號信號收集單元中將當前單元內的峰值與之前（記錄的）一個單元的峰值進行比較并顯示兩者中的較大值（正峰值）。如果信號在一個信號收集單元內只上升或者只減小，則顯示峰值，如圖 2-25所示。

這個處理過程可能引起數據點的最大值顯示過于偏向右方，但此偏移量通常只占掃寬的一個很小的百分數。一些頻譜分析儀，例如高性能 X 系列信號分析儀，通過調節本振的起止頻率來補償這種潛在的影響。

另一種錯誤是顯示峰值有兩個而實際峰值只存在一個，圖 2-26 顯示出可能發生這種情況的例子。使用較寬分辨率帶寬并采用峰值檢波時兩個峰值輪廓被顯示出來。

因此峰值檢波最適用于從噪聲中定位 CW 信號，取樣檢波最適用于測量噪聲，而既要觀察信號又要觀察噪聲時采用正態檢波最為合適。

圖 2-25. 正態檢波算法所選擇的顯示跡線點

圖 2-26. 正態檢波顯示出兩個峰值而實際只存在一個

平均檢波

雖然現代數字調制方案具有類噪聲特性，但取樣檢波不能提供我們所需的所有信息。比如在測量一個 W-CDMA 信號的信道功率時，我們需要集成信號的均方根值，這個測量過程涉及到頻譜儀一定頻率范圍內的信號收集單元的總功率，取樣檢波并不能提供這個信息。

雖然一般頻譜儀是在每個信號收集單元內多次收集幅度數據，但取樣檢波只保留這些數據中的一個值而忽略其他值。而平均檢波會使用該時間（和頻率）間隔內的該信號收集單元內所有數據，一旦數據被數字化并且我們知道其實現的環境，便可以將數據以多種方法處理從而獲得想要的結果。

某些頻譜儀將功率（基于電壓的均方根值）取平均的檢波稱為 rms（均方根） 檢波。Keysight X 系列信號分析儀的平均檢波功能包括功率平均、電壓平均和信號的對數平均，不同的平均類型可以通過按鍵單獨選擇：

功率（rms）平均是對信號的均方根電平取平均值，這是將一個信號收集單元內所測得的電壓值取平方和再開方然后除以頻譜儀輸入特性阻抗（通常為 50 Ω）而得到。功率平均計算出真實的平均功率，最適用于測量復雜信號的功率。

電壓平均是將一個信號收集單元內測得的信號包絡的線性電壓值取平均。在 EMI 測試中通常用這種方法來測量窄帶信號（這部分內容將在下一節做進一步討論）。電壓平均還可以用來觀察 AM 信號或脈沖調制信號（如雷達信號、TDMA 發射信號）的上升和下降情況。

對數功率（視頻）平均是將一個信號收集單元內所測得的信號包絡的對數幅度值（單位為 dB）取平均。它最適合用來觀察正弦信號，特別是那些靠近噪聲的信號。11

因此，使用功率為平均類型的平均檢波方式提供的是基于 rms 電壓值的真實平均功率，而平均類型為電壓的檢波器則可以看作是通用的平均檢波器。平均類型為對數的檢波器沒有其他等效方式。

采用平均檢波測量功率較取樣檢波有所改進。取樣檢波需要進行多次掃描以獲取足夠的數據點來提供精確的平均功率信息。平均檢波使得對信道功率的測量從某范圍內信號收集單元的求和變成代表著頻譜儀某段頻率的時間間隔的合成。在快速傅立葉變換（FFT）頻譜儀12中，用于測量信道功率的值由顯示數據點的和變為了 FFT 變換點之和。

在掃頻和FFT兩種模式下，這種合成捕獲所有可用的功率信息，而不像取樣檢波那樣只捕獲取樣點的功率信息。所以當測量時間相同時，平均檢波的結果一致性更高。在掃描分析時也可以簡單地通過延長掃描時間來提高測量結果的穩定性。

EMI 檢波器：平均檢波和準峰值檢波

平均檢波的一個重要應用是用于檢測設備的電磁干擾（EMI)特性。在這種應用中，上一節所述的電壓平均方式可以測量到可能被寬帶脈沖噪聲所掩蓋的窄帶信號。在 EMI 測試儀器中所使用的平均檢波將取出待測的包絡并使其通過一個帶寬遠小于 RBW 的低通濾波器，此濾波器對信號的高頻分量（如噪聲）做積分（取平均）運算。若要在一個沒有電壓平均檢波功能的老式頻譜分析儀中實現這種檢波類型，需將頻譜儀設置為線性模式并選擇一個視頻濾波器，它的截止頻率需小于被測信號的最小 PRF（脈沖重復頻率）。

準峰值檢波（QPD）同樣也用于 EMI 測試中。QPD 是峰值檢波的一種加權形式，它的測量值隨被測信號重復速率的下降而減小。也就是，一個給定峰值幅度并且脈沖重復速率為 10 Hz 的脈沖信號比另一個具有相同峰值幅度但脈沖重復速率為 1 kHz 的信號準峰值要低。這種信號加權是通過帶有特定充放電結構的電路和由 CISPR 定義的顯示時間常量來實現。

CISPR，國際無線電干擾特別委員會，由一些國際組織建立于 1934 年，致力于解決無線電干擾。它是由國際電工委員會（IEC）和許多其他國際組織的委員所組成的一個非政府組織,其所推薦的標準通常成為世界各地的政府監管機構所采用的法定 EMC 測試要求的基礎。

QPD 也是定量測量信號“干擾因子”的一種方法。設想我們正在收聽某一遭受干擾的無線電臺，如果只是每隔幾秒偶而聽見由噪聲所引起的“嗞嗞”聲，那么基本上還可以正常收聽節目，但是，如果相同幅度的干擾信號每秒出現 60 次，就無法再正常收聽節目了。

平滑處理

在頻譜儀中有幾種不同的方法來平滑包絡檢波器輸出幅度的變化。第一種方法是前面已經討論過的平均檢波，還有兩種方法：視頻濾波和跡線平均14。下面將對它們進行介紹。

視頻濾波

要識別靠近噪聲的信號并不只是 EMC 測量遇到的問題。如圖 2-27 所示，頻譜儀的顯示是被測信號加上它自身的內部噪聲。為了減小噪聲對顯示信號幅度的影響，我們常常對顯示進行平滑或平均，如圖 2-28 所示。頻譜儀所包含的可變視頻濾波器就是用作此目的。它是一個低通濾波器，位于包絡檢波器之后，并且決定了視頻信號的帶寬，該視頻信號稍后將被數字化以生成幅度數據。此視頻濾波器的截止頻率可以減小到小于已選定的分辨率帶寬（IF）濾波器的帶寬。這時候，視頻系統將無法再跟隨經過中頻鏈路的信號包絡的快速變化。結果就是對被顯示信號的平均或平滑。

圖 2-27. 頻譜分析儀顯示的信號加噪聲

圖 2-28. 圖 2-27 中的信號經充分平滑后的顯示

圖 2-29. VBW 與 RBW 比值分別為 3:1、1:10、1:100 時的平滑效果

這種效果在測量噪聲時最為明顯，尤其是選用高分辨率帶寬的時候。當減小視頻帶寬，那么噪聲峰峰值的波動變化也隨之減小。如圖 2-29 所示，減小的程度（平均或平滑的程度）隨視頻帶寬和分辨率帶寬的比值而變。當比值小于或等于 0.01 時，平滑效果較好，而比值增大時，平滑效果則不太理想。視頻濾波器不會對已經平滑的信號跡線（例如顯示的正弦信號已可以很好地與噪聲區分）有任何影響。

如果將頻譜儀設置為正峰值檢波模式，可以注意到以下兩點：首先，如果 VBW > RBW，則改變分辨率帶寬對噪聲的峰峰值起伏影響不大。其次，如果 VBW < RBW，則改變視頻帶寬似乎會影響噪聲電平。噪聲起伏變化不大是因為頻譜儀當前只顯示了噪聲的峰值。不過，噪聲電平表現出隨著視頻帶寬而變，這是由于平均（平滑）處理的變化，因而使被平滑的噪聲包絡的峰值改變，如圖 2-30a。選擇平均檢波模式，平均噪聲電平并不改變，如圖 2-30b。

圖 2-30a. 正峰值檢波模式：減小視頻帶寬使峰值噪聲變小，但不能降低平均噪聲電平

圖 2-30b. 平均檢波模式：無論 VBW 與 RBW 的

比值為多少（3:1、1:10、1:100），噪聲電平保持不變

由于視頻濾波器有自己的響應時間，因此當視頻帶寬 VBW 小于分辨率帶寬 RBW 時，掃描時間的改變近似與視頻帶寬的變化成反比，掃描時間（ST）通過以下公式來描述：

分析儀根據視頻帶寬、掃寬和分辨率帶寬，自動設置相應的掃描時間。

跡線平均

數字顯示提供了另一種平滑顯示的選擇：跡線平均。這是與使用平均檢波器完全不同的處理過程。它通過逐點的兩次或多次掃描來實現平均，每一個顯示點的新數值由當前值與前一個平均值再求平均得到：

因此，經過若干掃描后顯示會漸漸趨于一個平均值。通過設置發生平均的掃描次數，可以像視頻濾波那樣選擇平均或平滑的程度。圖 2-31 顯示了不同掃描次數下獲得的跡線平均效果。盡管跡線平均不影響掃描時間，但因為多次掃描需要一定的時間，因此要達得期望的平均效果所用的時間與采用視頻濾波方式所用的時間大致相同。

圖 2-31. 掃描次數分別為 1、5、20、100

（每組掃描對應跡線位置偏移從上到下）時的跡線平均效果

在大多數場合里無論選擇哪種顯示平滑方式都一樣。如果被測信號是噪聲或非常接近噪聲的低電平正弦信號，則不管使用視頻濾波還是跡線平均都會得到相同的效果。

不過，兩者之間仍有一個明顯的區別。視頻濾波是對信號實時地進行平均，即隨著掃描的進行我們看到的是屏幕上每個顯示點的充分平均或平滑效果。每個點只做一次平均處理，在每次掃描上的處理時間約為 1/VBW。而跡線平均需要進行多次掃描來實現顯示信號的充分平均，且每個點上的平均處理發生在多次掃描所需的整個時間周期內。

所以對于某些信號來說，采用不同的平滑方式會得到截然不同的效果。比如對一個頻譜隨時間變化的信號采用視頻平均時，每次掃描都會得到不同的平均結果。但是如果選擇跡線平均，所得到的結果將更接近于真實的平均值，見圖 2-32a 和 2-32b。

圖 2-32a 和 2-32b 顯示對調頻廣播信號分別應用視頻濾波和跡線平均，所產生的不同效果。

圖 2-32a. 視頻濾波

圖 2-32b. 跡線平均

時間選通

具有時間選通功能的頻譜分析儀可以獲得頻域上占據相同部分而時域上彼此分離的信號的頻譜信息。通過利用外部觸發信號調整這些信號間的間隔，可以實現如下功能：

– 測量在時域上彼此分離的多個信號中的任意一個（例如，您可以分離出兩個時分而頻率相同的無線信號的頻譜）

– 測量 TDMA 系統中某個時隙的信號頻譜

– 排除干擾信號的頻譜，比如去除只存在于一段時間的周期性脈沖邊緣的瞬態過程

為什么需要時間選通

傳統的頻域頻譜分析儀在分析某些信號時只能提供有限的信息。這些較難分析的信號類型包括：

– 射頻脈沖

– 時間復用

– 時分多址（TDMA）

– 頻譜交織或非連續

– 脈沖調制

有些情況，時間選通功能可以幫助您完成一些往常即便有可能進行但也非常困難的測量。

測量時分雙工信號

如何使用時間選通功能執行復雜的測量，請見圖 2-33a。圖中顯示了一個簡化的數字移動信號，其中包含無線信號 #1 和 #2，它們占據同一頻道而時間分用。每路信號發送一個 1 ms 的脈沖，然后關閉，而后另一路信號再發送 1 ms。問題的關鍵是如何測量每個發射信號單獨的頻譜。

圖 2-33a. 在時域里簡化的數字移動無線信號

令人遺憾的是，傳統的頻譜分析儀并不能實現這一點。它只能顯示兩個信號的混合頻譜，如圖 2-33b 所示。而現代分析儀利用時間選通功能以及一個外部觸發信號，就能夠觀察到單獨的無線信號 #1（或 #2）的頻譜并確定其是否存在所顯示的雜散信號，如圖2-33c。

調整這些參數可以讓您觀察到所需的某個時間段的信號頻譜。如果剛好在感興趣的時間段里僅有一個選通信號，那么就可以使用如圖 2-34 所示的電平選通信號。但是在許多情況下，選通信號的時間不會與我們要測量的頻譜完全吻合。所以更靈活的方法是結合指定的選通時延和選通脈沖寬度采用邊緣觸發模式來精確定義想測量信號的時間周期。

圖 2-34. 電平觸發：頻譜分析儀只在選通觸發信號高于某個確定的電平時才測量頻譜

圖 2-35. 采用 8 個時隙的 TDMA 信號（本例為 GSM 信號），時隙 0 為“關閉”。

考慮如圖 2-35 所示的 8 個時隙的 GSM 信號。每個突發脈沖序列的長度為 0.577 ms，整個幀長 4.615 ms。我們可能只對某個指定時隙內的信號頻譜感興趣。本例中假設 8 個可用時隙中使用了兩個（時隙 1 和 3），如圖 2-36。

當在頻域中觀察此信號時，見圖 2-37，我們觀察到頻譜中存在多余的雜散信號。為了解決這個問題并找到干擾信號的來源，我們需要確定它出現在哪一個時隙里。如果要觀察時隙 3，我們可以將選通的觸發設置在時隙 3 中的突發脈沖序列的上升沿并指定選通時延為 1.4577 ms、選通脈沖寬度為461.60 μs，如圖 2-38 所示。選通時延確保了在整個突發脈沖序列持續期間我們只測量時隙 3 信號的頻譜。注意一定要謹慎地選擇選通開始和停止值，以避開突發脈沖序列的上升沿和下降沿，因為需要在測量前留出一些時間等待 RBW 濾波信號穩定下來。圖 2-39. 顯示了時隙 3 的頻譜，表明雜散信號并不是由此突發脈沖引起的。

實現時間選通的三種常見方法

– FFT 選通

– 本振選通

– 視頻選通

圖 2-36. 只有時隙 1 和 3“開啟”的 GSM 信號在零掃寬（時域）時的顯示。

圖 2-37. 兩個時隙“開啟”的 GSM 信號的頻域顯示，頻譜中出現多余的雜散信號。

圖 2-38. 使用時間選通觀察 GSM 信號時隙 3 的頻譜。

圖 2-39. 時隙3 的頻譜表明雜散信號不是由此突發脈沖導致的。

選通 FFT

Keysight X 系列信號分析儀具有內置的 FFT 功能。在此模式下，觸發啟用后經過所選時延，頻譜儀開始捕獲數據并進行 FFT 處理。中頻信號經數字化后在 1.83/RBW 的時間周期內被采集。基于這個數據采集計算 FFT，得到信號的頻譜。因此，該頻譜存在于已知時間段的某個特定時間。當頻譜儀掃寬比 FFT 最大寬度窄時，這是速度最快的選通技術。

為了獲得盡可能大的頻率分辨率，應選擇頻譜儀可用的最小的 RBW（它的捕獲時間與待測時間周期相適應）。但實際中并非總需如此，您可以選擇一個較寬的 RBW 同時相應地減小選通脈沖寬度。在 FFT選通應用中最小可用的 RBW 通常比其他選通技術的最小可用 RBW 更窄，因為在其他技術里中頻必須在脈沖持續期內充分穩定，這需要比 1.83/RBW 更長的時間。

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

圖 2-40. 在本振選通模式下，本振只在選通間隔內掃描

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

用標準非選通模式的 X 系列信號分析儀掃過 1 MHz 掃寬需要 14.6 ms，如圖 2-41 所示。如果選通脈沖寬度為 0.3 ms，頻譜儀必須在 49（14.6 除以 0.3）個選通信號間隔時間內掃描；如果 GSM 信號的完整幀長為 4.615 ms，那么總的測量時間就等于 49 個選通信號間隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。這與后面所說的視頻選通技術相比在速度上有了很大的提高。X 系列信號分析儀和 PSA 系列頻譜分析儀均具有本振選通功能。

圖 2-41. GSM 信號頻譜

視頻選通

一些頻譜儀（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）采用了視頻選通的信號分析技術。這種情況下，當選通信號處于截止狀態時視頻電壓被關閉或為“負無窮大”。檢波器設置為峰值檢波，掃描時間的設置必須保證選通信號在每個顯示點或信號收集單元內至少出現一次，從而確保峰值檢波器能夠獲得相應時間間隔內的真實數據，否則會出現沒有數據值的跡線點，進而導致不完整的顯示頻譜。因此，最小掃描時間 = 顯示點數 N x 突發脈沖的時間周期。例如，在 GSM 測量中，完整幀長為 4.615 ms，假設 ESA 頻譜儀設置為缺省顯示點數 401，那么對于 GSM 視頻選通測量的最小掃描時間是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。

有些 TDMA 格式的周期時間長達 90 ms，導致如果使用視頻選通技術需要很長的掃描時間。現在，您已經知道典型的模擬頻譜分析儀的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下來要討論的是當使用數字技術替代某些模擬電路時，對頻譜分析儀的性能有何改善。

圖 2-42. 具有視頻選通的頻譜分析儀的結構框圖

審核編輯：湯梓紅