利用Σ-Δ ADC在工業多通道數據采集系統中進行信號調理

本應用筆記旨在幫助設計人員在高性能、多通道數據采集系統(DAS)設計中優化工業傳感器與高性能ADC之間的連接電路。以電網監測系統為例，本文說明了使用MAX11040 Σ-Δ ADC的優勢以及如何選擇適當的架構和外圍器件，優化系統性能。

引言

許多高端工業應用中，高性能數據采集系統(DAS)與各種傳感器之間需要提供適當的接口電路。如果信號接口要求提供多通道、高精度的幅度和相位信息，這些工業應用可以充分利用MAX11040等ADC的高動態范圍、同時采樣以及多通道優勢。本文介紹了MAX11040的Σ-Δ架構，以及如何合理選擇設計架構和外部元件，以獲得最佳的系統性能。

高速、Σ-Δ架構的優勢

圖1所示為高端三相電力線監視/測量系統，這類工業應用需要以高達117dB的動態范圍、64ksps采樣速率精確地進行多通道同時采集數據。為了獲得最高系統精度，必須正確處理來自傳感器(例如，圖1中的CT、PT變壓器)的信號，以滿足ADC輸入量程的要求，從而保證DAS的性能指標滿足不同國家相關標準的要求。


圖1. 基于MAX11040的DAS在電網監控中的應用

從圖1可以看到，采用兩片MAX11040 ADC可以同時測量交流電的三相及零相的電壓和電流。該ADC基于Σ-Δ架構，利用過采樣/平均處理得到較高的分辨率。每個ADC通道利用其專有的電容開關Σ-Δ調制器進行模/數轉換。該調制器將輸入信號轉換成低分辨率的數字信號，它的平均值代表輸入信號的量化信息，時鐘頻率為24.576MHz時對應的采樣率為3.072Msps。數據流被送入內部數字濾波器處理，消除高頻噪聲。處理完成后可以得到高達24位的分辨率。

MAX11040為4通道同時采樣ADC，其輸出數據是處理后的平均值，這些數值不能像逐次逼近(SAR) ADC的輸出那樣被看作是采樣“瞬間”的數值1^,2。

MAX11040能夠為設計人員提供SAR架構所不具備的諸多功能和特性，包括：1ksps采樣率下高達117dB的動態范圍；積分非線性和微分非線性(INL、DNL)也遠遠優于SAR ADC；獨特的采樣相位(采樣點)調節能夠從內部補償外部電路(驅動器、變壓器、輸入濾波器等)引入的相位偏移。

另外，MAX11040集成一個數字低通濾波器，處理每個調制器產生的數據流，得到無噪聲、高分辨率的數據輸出。該低通濾波器具有復雜的頻率響應函數，具體取決于可編程輸出數據率。輸入端的阻/容(RC)濾波器結合MAX11040的數字低通濾波器，大大降低了MAX11040輸入信號通道抗混疊濾波器的設計難度，甚至可以完全省去抗混疊濾波器。表1列舉了MAX11040的部分特性，關于MAX11040數字低通濾波器或表中列出的特性指標的詳細信息，請參考器件數據資料。

表1. MAX11040 ADC的關鍵指標

Part	Channels	Input range (VP-P)	Resolution (Bits)	Speed (ksps, max)	SINAD (1ksps) (dB)	Input impedance
MAX11040	4	±2.2	24	64	117	High, (130kΩ, approx)

電力線應用對ADC性能的要求

電力線監控應用中，CT (電流)互感器和PT (電壓)互感器輸出范圍的典型值為：±10V或±5V峰峰值(V_P-P)。而MAX11040的輸入量程為±2.2V_P-P，低于CT和PT互感器的典型輸出。不過，可以利用一個簡單的低成本方案將±5V或±10V互感器輸出調整到MAX11040較低的輸入量程以內，電路如圖2所示。

連接到通道1的電路代表一個單端設計，這種配置下，變壓器的一端接地，通過一個簡單的電阻分壓器和電容完成信號調理。

對于共模噪聲(該噪聲在ADC的兩個輸入端具有相同幅度)比較嚴重的應用場合，推薦采用圖中通道4所示差分連接電路。利用MAX11040的真差分輸入大大降低共模噪聲的影響。


圖2. MAX11040在電力線監控典型應用中的原理框圖，圖中給出了一個±10V或±5V輸出的變壓器接口。通道4接口電路采用差分設計，通道1采用單端設計。

PT和CT測量變壓器相當于低阻互感器(等效阻抗R_TR通常在10Ω至100Ω量級)。為方便計算，以下示例中假設：變壓器相當于一個有效輸出電阻R_TR = 50Ω的電壓源；為便于演示，變壓器可以由一個50Ω輸出阻抗的低失真函數發生器代替，如圖3所示。MAX11040的輸入阻抗與時鐘速率、ADC輸入電容有關。連接適當的旁路電容C3，設定XIN時鐘頻率 = 24.576MHz，則得到輸入阻抗R_IN等于130kΩ ±15%，誤差取決于內部輸入電容的波動。

R1、R2組成的電阻分壓網絡將±10V或±5V輸入信號轉換成ADC要求的±2.2V滿量程范圍(FSR)。為確保該電路工作正常，需要優化R1和R2電阻值，以及C1、C2和C3電容的選擇，以滿足±10V或±5V輸入的要求。電阻R1和R2必須有足夠高的阻抗，避免CT和PT變壓器輸出過載。同時，R2阻值還要足夠小，以避免影響ADC的輸入阻抗(R2 << R_IN)。

對于單端設計，圖2中MAX11040通道1的輸入電壓V_IN(f)，可以利用式1計算：

(式1)

式中：
V_TR是CT和PT變壓器的輸出電壓。
R_TR是變壓器的等效阻抗。
R1、R2構成電阻分壓網絡。
R_IN是MAX11040的輸入阻抗。
R2llR_IN是R2和R_IN的并聯阻抗。
C3為輸入旁路電容。
f是輸入信號頻率。
V_IN(f)是MAX11040的輸入電壓。

可以利用類似方法進行差分輸入設計。

為保持高精度電阻分壓比和正確的旁路特性，應選取低溫度系數、精度為1%甚至更好的金屬薄膜電阻。電容應選取高精度陶瓷電容或薄膜電容。最好選擇信譽較好的供應商購買這些元件，例如Panasonic?、Rohm?、Vishay?、Kemet?和AVX?等。

MAX11040EVKIT提供了一個全功能、8通道DAS系統，評估板能夠幫助設計人員加快產品的開發進程，例如，驗證圖2中所推薦的原理圖方案。


圖3. 基于MAX11040EVKIT的開發系統框圖，需要兩個精密儀表對測量通道進行適當校準。測量結果可以通過USB發送到PC機，然后轉換成Excel?文件作進一步處理。

函數發生器產生的±5V信號連接到MAX11040的通道2，而另一函數發生器產生的±10V信號連接到MAX11040的輸入通道1。電阻分壓網絡R1/R2和R3/R4對±5V或±10V輸入進行相應的調整，使其接近ADC的滿量程范圍(FSR = ±2.2V_P-P)。

電阻分壓網絡R1和R2的取值以及旁路電容C1和C2的取值如表2所示，均由式1計算得到，接近最佳的輸入動態范圍(約±2.10V_P-P)。該動態范圍限制在0.05%相當高的精度范圍，非常適合MAX11040。有關精度指標的詳細信息，請參考MAX11040數據資料。

表2. 圖3中的電阻和旁路電容計算

VTR ±VP-P	RTR (Ω)	R1 (Ω)	R2 (Ω)	RIN (Ω)	C3 (μF)	f (Hz)	VIN ±VP-P	VADC (VRMS)	Calibration factor-KCAL	Calibration factor error (%)
Calculations for nominal VTR and standard components (nominal) values
10	50	3320	909	130000	0.1	50	2.11268	1.4939	4.73301	0.70
5	50	2490	1820	130000	0.1	50	2.07026	1.46395	2.41516	0.99
Measured values for VTR, VIN, VINRMS with real components values and tolerances used in the experiment
9.863	50 ± 10%	3320 ± 1%	909 ± 1%	130000 ± 15%	0.1 ± 10%	50	2.09872	1.483899	4.699912	0
4.932	50 ± 10%	2490 ± 1%	1820 ± 1%	130000 ± 15%	0.1 ± 10%	50	2.06151	1.45833	2.3914	0
0	50 ± 10%	2490 ± 1%	1820 ± 1%	130000 ± 15%	0.1 ± 10%	50	0	0.00048	NA	NA

表2列出的計算值均來自式1的計算結果和圖3定義的精確測量。表格頂部給出了式1在標稱輸入電壓下的理論計算結果，選擇標準的分立元件。表2底部給出了演示系統中實際測量的元件值以及測試誤差，同時還給出了用于FSR校準和計算得到的K_CAL系數，計算公式如下：

校準系數K_CAL按照式2計算：

KCAL = VTRMAX/(VADCMAX - VADC0)

(式2)

式中：
V_TRMAX是輸入最大值，分別代表±5V或±10V輸入信號。
V_ADCMAX是測量、處理后的ADC值，MAX11040評估板設置與圖3相同，輸入信號設置為V_TRMAX。
V_ADC0是測量、處理后的ADC值，MAX11040評估板設置與圖3相同，輸入信號設置為V_IN = 0 (系統零失調測量)。
K_CAL (本實驗中)是針對特別通道的校準系數，根據V_ADC計算輸入信號V_TR。

K_CAL誤差計算顯示只基于標稱值的K_CAL“理論值”可能與基于實際測量值計算的K_CAL之間存在1%左右的誤差。

所以，只是依靠理論計算還不足以支持實際要求；如果設計中需要達到EU IEC 62053標準要求的0.2%精度，就必須對每個測量通道進行滿量程(FSR)校準。

表3所示結果驗證了? FSR輸入信號的測量。利用高精度HP3458A萬用表測量數據，利用式2中的校準系數K_CAL得到ADC測量值和計算值。

表3. 驗證? FSR輸入信號對應的測量結果

Generator	Generator	MAX11040	Calculation	Verr	Requirements
Nominal signal (? FSR)	VTR_m - signal measured by HP3458A	VIN measured by ADC	VTR_C = VIN × KCAL	(VTR_M - VTR_C) × (100/VTR_C)	IEC 62053
(VP-P)	(VRMS)	(VRMS)	(VRMS)	(%)	(%)
Channel 1: ±5.000	3.4892	0.74259	3.490126	-0.026544	0.2
Channel 2: ±2.500	1.7471	0.7307	1.747384	-0.016265	0.2

表3中的V_{TR_M}表示輸入? FSR信號時的測量值，而V_{TR_C}表示基于MAX11040測量值和K_CAL處理、計算得到的數值。

結果顯示調理后的電路測量誤差V_ERR低于0.03%，可輕松滿足EU IEC 62053規范要求的0.2%精度指標。


圖4. MAX11040EVKIT GUI允許用戶方便地設置各種測量條件：12.8ksps、256采樣點/周期和1024次轉換。此外，GUI的計算部分提供了一個進行快速工程運算的便捷工具。

測量結果也可以通過USB口傳送到PC端，從而利用強大的(而且免費)的Excel進行詳細的數據分析。

結論

MAX11040等高性能多通道同時采樣、Σ-Δ ADC非常適合工業應用的數據采集系統。這些新型ADC設計能夠提供高達117dB的動態范圍，有效改善積分非線性和微分非線性，采樣速率高達64ksps。選擇適當的信號調理電路，MAX11040能夠滿足甚至優于高級“智能”電網監控系統的指標要求1。