毫微安電流測量技術面臨的挑戰與設計方案

　對小電流的測量非常微妙。巧妙的模擬設計技術、正確的器件和設備都有助于測量。

　　要 點

　　小電流的測量面臨物理限制與噪聲限制。

　　早期的機械電表可分辨毫微微安級電流。

　　JFET和CMOS放大器適用于測量。

　　要測量毫微微安級電流，需要將電流積分到一只電容器中。

　　積分器件可以測量毫微微安級電流，并提供 20位輸出。

　　幾千種應用都需要測試小電流的電路，最常見的是測量二極管受光照射所產生的光電電流。一些科學應用（如 CT 掃描儀、氣相色譜儀、光電倍增管與粒子和波束監控等）都需要小電流的測量。除了這些直接應用以外，半導體、傳感器甚至電線的制造商都必須測量極小電流，以確定器件的特性。泄漏電流、絕緣電阻以及其它參數的測量都需要一致、精確的測量，以便建立數據表規格

　　但很少有工程師明白，一只器件的數據表是一份契約文件。它規定了器件的性能，對器件運行的任何異議都要歸結到數據表的規格上。最近，一家大型模擬 IC 公司的客戶威脅要對制造商采取法律行動，稱他所購買的器件的工作電流遠遠高于該公司規定的亞微安等級。事件的最終原因是：雖然該 PCB（印制電路板）裝配廠正確清洗了電路板，但裝配人員用手拿 PCB 板時，在關鍵節點上留下了指紋。由于可以測量這些微小的電流，半導體公司就可以證明自己的器件工作正常，泄漏電流來自于臟污的 PCB。

　　測量小電流的困難來自于對測量的各種干擾。本文將討論兩個實驗板電路，這些電路必須處理表面泄漏、放大器偏置電流引起的誤差，甚至宇宙射線等問題。與大多數電路一樣，EMI（電磁輻射）或 RFI（射頻干擾）都會帶來誤差，但在這種低水平上，即使靜電耦合也會帶來問題。當要測量的電流小到毫微微安范圍時，電路容易遭受更多干擾的影響。濕度會改變電容的數值，造成較大的表面泄漏；振動會在電路中產生壓電效應；即使是室內風扇引起的微小溫度改變也會在 PCB 上形成溫度梯度，造成虛假讀數；室內光線也會降低測量的精度，熒光燈的光線會進入一支檢測二極管的透明端，造成干擾（參考文獻1）。

　　如果要確定晶體振蕩器的性能，則需要精確測量小電流。Linear Technology 的科學家，同時也是EDN的長期撰稿人Jim Williams演示了他為一個客戶設計的一款電路，該客戶需要測量一個32kHz手表晶體的均方根（rms）電流（圖1）。這種測量的一個難點在于，即使一個FET探頭的1pF電容也會影響到晶體的振蕩。確切地說，電流測量的目標之一是為每個晶振確定所使用低值電容器的大小。這種測量的進一步的困難是必須在32kHz下準確地實時測量，這就排除了使用積分電容器的可能。這種信號是一種復雜的交流信號，系統設計者必須將其轉換為rms（均方根）值才能作評估。

　　Williams稱：“石英晶體的rms工作電流對長期穩定性、溫度系數和可靠性都很重要。”他說，小型化需求會帶來寄生問題，尤其是電容，使rms 晶體電流的精確檢測更加復雜，特別是對微功率類型的晶體。他解釋說，采用圖2中的高增益低噪聲放大器，結合一只商品化的閉合磁芯電流探頭就可以測量，一個rms-dc轉換器就可提供rms值。圖中虛線表示石英晶體的測試電路，它示范了一個典型的測量情況。Williams使用 Tektronix CT-1電流探頭來監控晶體電流，它只產生極小的寄生負載。同軸電纜將探頭的50Ω饋送至A1，A1 和A2得到1120的閉環增益，高于標稱1000的額外增益，用于校正在32.768 kHz下CT-1 的 12% 低頻增益誤差。

　　Williams通過Tektronix CT-1的七個采樣組，研究了這種增益誤差校正對一個正弦頻率（32.768kHz）的有效性。他報告說，對一個1mA、32.768kHz 的正弦波輸入電流，該器件的輸出全部都在 12% 的 0.5% 以內。盡管這些結果看似支持這種測量方案，Williams 仍認為值得說明一件事，即結果來自 Tektronix 的測量。他說：“Tektronix 并未保證低于所規定 -3dB、25kHz 低頻滾降時的性能。A3 和A4提供的增益為200，因此放大器總增益為224,000。這個數字在A4產生一個針對CT-1輸出的1V/mA比例因子。A4的 LTC1563-2 32.7 kHz 帶通濾波輸出通過一個以 LTC1968 為基礎的rms-dc轉換器送給A5，該rms-dc轉換器提供電路的輸出。”Williams 解釋說，信號處理路徑組成一個頻帶極窄的放大器，該放大器調諧到晶體的頻率。圖3畫出典型的電路波形。據 Williams說，該晶體在C1的輸出端驅動（上跡線），產生一個530nA的rms晶體電流，分別顯示為A4的輸出（中間跡線）和rms-dc轉換器輸入（下跡線）。他說：“中間跡線可看到尖峰，這是來自與晶體并聯寄生路徑的未過濾成份。”

　　從Williams的電路中可以看到，即使采用積分技術，要測量毫微安電流仍很困難。這個問題非常困難，因為測量者必須實時完成測量。還有更多復雜因素，如這種交流測量需要 32 kHz 的帶寬來捕捉示波器電流波形中的大量能量。Williams 用一只傳感器來解決這些問題。Tektronix CT-1 傳感器（參考文獻 2）價格高達 500 美元，但如果沒有好的傳感器，Williams 就不能從各種噪聲中恢復出信號。除了有好的靈敏度以外，CT-1 有 50Ω 的輸出阻抗，與高阻抗輸出相比可獲得較低的噪聲信號路徑。本例證明的另一個重要原則是，限制信號路徑的帶寬十分重要。Williams 做了一個窄帶放大器鏈，去除了不感興趣頻率部分帶來的所有噪聲。最后，Williams 在電路中采用了良好的低噪聲設計原則。將重要節點架空連接，盡量減少泄漏路徑，而在 50Ω 的源阻抗下，LT1028 可能是所有制造商中提供的噪聲最低的一種放大器。

毫微微安的偏置電流

　　Paul Grohe 是美國國家半導體公司的一位應用工程師，他提供了另一個測量微小電流的出色案例。數年前，美國國家半導體公司決定銷售 LMC6001，這是一款保證 25 fA 偏置電流的放大器，這意味著該公司需要測量每只器件的偏置電流來驗證規格。測試部門無法在計劃階段提供測試設備，所有電路必須裝到一個標準的探測卡上。Grohe和同事Bob Pease建造了一個用于概念驗證的裝置，以證實解析低達1fA小型測試電路的可行性（圖4）。很多書籍與討論中都采用一只積分電容器來測量小電流（參考文獻3）。它的原理是，一個小電流可以為一只小電容器充電，你可以讀出電壓值來推算電流。在某些情況下，電流是來自傳感器的外部電流。此時，電流正離開放大器的輸入腳。圖 5 是一個簡單的原理電路，其中的放大器正在測量自己的偏置電流。

　　測量小電流的現實情況遠遠超過圖中所表述的內容。首先，Grohe 不能用器件本身測量自己的偏置電流。如果他嘗試將器件自身用作積分器，則無法校正一個插座的效應，以及與測試裝置有關的其它泄漏。要做到這一點，需要一個單獨的低偏置電流器件作積分器（圖 6）。用一只 CMOS 的 LMC660 放大器即可保證偏置電流小于 2 fA。Grohe 用這種技術可以簡單地去除任何 DUT（待測器件），而積分器就可以測量自己的偏置電流，以及測試插座和安裝積分器的PCB的泄漏電流。

　圖7表明，Grohe并未將DUT插入插座內，所有管腳均未與PCB接觸。為盡量減小泄漏，Grohe只將兩只電源腳作為長而獨立的插座，而且并未安裝在PCB上。同樣，他將待測管腳連接到一個插座和一個2英寸懸置線上，并將管腳/插座組合連接到積分放大器的輸入端。為防止DUT運行在開環狀態，Grohe將兩個插座焊在一起，將空中懸浮的輸出腳橋接起來。空氣的流動會帶來充電的離子，造成虛假讀數，因此Grohe將整個 DUT 封裝在一個屏蔽的覆銅盒內。

　　下一個問題是選擇一個積分電容器。開始時，Grohe 感覺最佳的電容器選擇可能是空氣介質電容器，因此他做了兩塊尺寸為4英寸×5英寸的大平板，用作積分電容器。這個電容器的尺寸正好是安裝 DUT 的第二個覆銅盒的大小。采用大電容器被證明是一個壞主意。大面積區域為宇宙射線提供了一個大目標，產生出能影響測量的離子電荷（圖 8）。Grohe 接下來盡量減小了電容器的尺寸，同時仍然使用一種良好的電介質。他偶然發現 RG188 同軸電纜使用了 Teflon 絕緣層。2 英寸長的這種電纜可為積分電容器提供10 pF 的電容（圖 9）。另外它還有一個好處，外層的編織帶可以作為屏蔽。于是，Grohe 將其連接到放大器的低阻抗輸出端。換用這種電容器后，宇宙射線的密度只有每30秒左右一次。Grohe做15秒的積分測量，通過五次測量來消除射線的影響。后來，Grohe拋棄了單次測量。任何離子輻射源（包括有鐳刻度盤的老式手表）都會帶來射線輻射問題。注意Grohe將放大器的輸入端撬起，以避免PCB的泄漏。

　　在測量前，你需要將積分電容器復位為零。用半導體開關是不現實的，因為多數模擬開關都會帶來泄漏電流和5pF ~ 20pF的電容。電容也會有變容效應，容值隨施加的電壓而變化，使測量更加復雜化。為盡量減少這些問題，Grohe使用了一只Coto簧片繼電器。他知道在繼電器打開時，線圈可能與內部簧片耦合，于是他規定使用有靜電屏蔽的繼電器。但結果讓他沮喪，當繼電器由于電荷注入而打開時，測量中仍然有大的跳躍。你也可以將一只簧片繼電器看作一個變壓器，簧片組件可看作一個單匝繞組。這種現象表明，用靜電屏蔽防止干擾是失敗的，磁場在電路高阻抗端產生的電壓造成了電荷注入。繼電器沒有立即打開，需要為線圈充電的脈沖在繼電器打開前的瞬間產生一個相當大的電流注入。Grohe確定了使繼電器工作所需的最小絕對電壓擺幅，盡可能地減少了這種問題。這樣，繼電器將會以3.2V拉入，而以2.7V釋放。他在一只 LM317 可調穩壓器上使用一組電阻分接頭，以控制這兩個值之間的輸出。他選擇不用全部5V為繼電器供能，從而減少了積分器輸出的跳躍，使之可以重復。然后，通過為第二級增益放大器注入一個小電流來消除跳躍。