高頻電子線路是電子與通信技術專業的一門重要專業基礎課程，全書系統地介紹了無線通信系統主要單元電路的組成與工作原理。本書的主要內容包括：高頻小信號放大器，高頻功率放大器，正弦波振蕩器，調幅、檢波與混頻，角度調制與解調以及反饋控制電路。

　　本書強調基本概念，注重實際應用，各章末附有相應的技能訓練，書末還附有高頻電子線路EWB、Labview仿真實驗以及收音機的裝配調試實訓等內容。本書可作為高職高專院校電子信息技術、應用電子技術、通信技術及相關專業的教材或參考書，也可供相關專業工程技術人員參考使用。

　　接下來我們一起來了解一下關于高頻電子線路知識點。

　　高頻電子線路知識點盤點（1——10）

　　1、 什么是非線性電子線路

　　利用電子器件的非線性來完成振蕩，頻率變換等功能。完成這些功能的電路統稱為非線性電子線路。

　　2、 簡述非線性器件的基本特點

　　非線性器件有多種含義不同的參數，而且這些參數都是隨激勵量的大小而變化的，以非線性電阻器件為例，常用的有直流電導、交流電導、平均電導三種參數。

　　分析非線性器件的響應特性時，必須注明它的控制變量，控制變量不同，描寫非線性器件特性的函數也不同。例如，晶體二極管，當控制變量為電壓時，流過晶體二極管的電流對電壓的關系是指數律的；而當控制變量為電流時，在晶體二極管兩端產生的電壓對電流的關系則是對數律的。

　　分析非線性器件對輸入信號的響應時，不能采用線性器件中行之有效的疊加原理。

　　3、簡述功率放大器的性能要求

　　功率放大器的性能要求是安全、高效率和不失真（確切地說，失真在允許范圍內）地輸出所需信號功率（小到零點幾瓦，大到幾十千瓦）。

　　4、簡述乙類推挽電路中的交叉失真現象以及如何防止交叉失真

　　在乙類推挽電路中，考慮到晶體管發射結導通電壓的影響，在零偏置的情況下，輸出合成電壓波型將在銜接處出現嚴重失真，這種失真叫交叉失真。為了克服這種失真，必須在輸入端為兩管加合適的正偏電壓，使它們工作在甲乙類狀態。常見的偏置電路有二極管偏置、倍增偏置。

　　5、簡述諧振功率放大器的準靜態分析法

　　準靜態分析法的二個假設：

　　假設一：諧振回路具有理想的濾波特性，其上只能產生基波電壓（在倍頻器中，只能產生特定次數的諧波電壓），而其它分量的電壓均可忽略。vBE=VBB+ Vbmcosωt vCE=VCC- Vcmcosωt

　　假設二：功率管的特性用輸入和輸出靜態特性曲線表示，其高頻效應可忽略。 諧振功率放大器的動態線在上述兩個假設下，分析諧振功率放大器性能時，可先設定VBB、Vbm、VCC、Vcm四個電量的數值，并將ωt按等間隔給定不同的數值，則vBE和vCE便是確定的數值， 而后，根據不同間隔上的vBE和vCE值在以vBE為參變量的輸出特性曲線上找到對應的動態點和由此確定的iC值。其中動態點的連線稱為諧振功率放大器的動態線，由此畫出的iC波形便是需要求得的集電極電流脈沖波形及其數值。`

　　6、簡述諧振功率放大器的三種工作狀態。

　　若將ωt=0動態點稱為A ，通常將動態點A處于放大區的稱為欠壓狀態，處于飽和區的稱為過壓狀態，處于放大區和飽和區之間的臨界點稱為臨界狀態。在欠壓狀態下，iC為接近余弦變化的脈沖波，脈沖高度隨Vcm增大而略有減小。在過壓狀態下，iC為中間凹陷的脈沖波，隨著Vcm增大，脈沖波的凹陷加深，高度減小。

　　7、簡述諧振功率放大器中的濾波匹配網絡的主要要求。

　　將外接負載變換為放大管所要求的負載。以保證放大器高效率地輸出所需功率。

　　充分濾除不需要的高次諧波分量，以保證外接負載上輸出所需基波功率（在倍頻器中為所需的倍頻功率）。工程上，用諧波抑制度來表示這種濾波性能的好壞。若設IL1m和ILnm分別為通過外接負載電流中基波和n次諧分量的振幅，相應的基波和n次諧波功率分別為PL和PLn，則對n次諧波的抑制制度定義為Hn=10lg（PLn/PL）=20lg（ILnm/IL1m）。顯然，Hn越小，濾波匹配網絡對n次諧波的抑制能力就越強。通常都采用對二次的諧波抑制制度H2表示網絡的濾波能力。 將功率管給出的信號功率Po高效率地傳送到外接負載上，即要求網絡的傳輸效率ηK=PL/PO盡可能接近1。

　　在實際濾波匹配網絡中，諧波抑制度和傳輸效率的要求往往是矛盾的，提高諧波抑制度，就會犧牲傳輸效率，反之亦然。

　　8、簡述高頻功率放大器設計步驟。

　　采用大信號輸入和輸出阻抗設計高頻功率放大器時，首先根據工作頻率和輸出功率等要求選擇合適的高頻功率管，并由器件手冊或通過實測找到功率管的大信號輸入和輸出阻抗，而后，根據諧波抑制度，回路傳輸效率和元件數值可實現性等要求選擇濾波匹配網絡，并由阻抗轉換的要求確定網絡的各元件值，最后，選定饋電電路，安裝高頻功率放大器，并進行反復調試，直到達到設計的要求。

　　當單級放大器不能滿足設計要求時，還必須根據輸出功率、輸入功率、效率等要求確定所需級數，分配各級增益，而后再對各級放大器進行設計。

　　9、簡述反饋式正弦波振蕩器的平衡條件。

　　振蕩器從起振直到進入平衡狀態，振蕩電壓的振幅和頻率維持在相應的平衡值上，所需的輸入電壓全部由反饋電壓提供，無須外加輸入電壓。因而振蕩器輸出等幅持續振蕩必須滿足的平衡條件是：

　　T（ωosc）=1 這就是反饋振蕩器的振幅平衡條件。 ΦT（ωosc）=2nπ （n=0，1，2，……） 這就是反饋振蕩器的相位平衡條件。

　　10、簡述反饋式正弦波振蕩器的穩定條件。

　　即使有外界不穩定因素的影響，振幅和頻率仍應穩定在原平衡值附近，而不會產生突變或停止振蕩。因此，振蕩穩定條件是：

　　高頻電子線路知識點盤點（11——20）

　　11、簡述由隧道二極管構成的電壓控制型負阻振蕩器的振幅起振、振幅穩定條件

　　振幅起振條件：

　　12、簡述三點式振蕩電路的電路組成法則

　　三點式振蕩器交流通路中三極管的三個電極與諧振回路的三個引出端點相連接。其中，與發射極相接的為兩個同性質電抗，而另一個（接在集電極與基極間）為異性質電抗。

　　13、簡述提高頻率穩定度的基本措施

　　減小外界因素的變化。

　　影響振蕩頻率的外界因素有溫度、濕度、大氣壓力，電源電壓、周圍磁場、機械振動以及負載變化等，其中尤以溫度的影響最嚴重。這些外界因素的變化一般是無法控制的，但可以設法減少它們的作用在振蕩器上的變化。例如，采用減振裝置來減小作用在振蕩器上的機械振動；將振蕩器或其中的回咱元件置于恒溫槽來減小溫度的變化；采用密封工藝來減小作用在振蕩器上的濕度和大氣壓力的變化；采用高穩定的穩壓電源來減小電源電壓的變化；采用屏蔽罩來減小加在振蕩器上周圍磁場的變化；在振蕩器與不穩定負載之間插入跟隨器來減小加在振蕩器上負載的變化等。 提高振蕩回路標準性

　　振蕩回路標準性是指振蕩回路在外界因素變化時保持固有諧振角頻率不變的能力。 回路標準性越高，外界因素變化引起的△ω0就越小，頻率穩定度就越高。

　　具體措施：1、采用高穩定的集總電感和電容器。2、減小不穩定的寄生參量及其在L和C中的比重以及采用溫度補償等（如采用負溫度系數的陶瓷電容；縮短引線，牢固安裝，貼片器件；增加回路總電容，減小管子與回路之間的耦合）。

　　14、簡述振幅調制信號的分類

　　振幅調制信號按其不同頻譜結構分為普通調幅信號，抑制載波的雙邊帶調制信號，抑制載波和一個邊帶的單邊帶調制信號、發送部分載波的殘留邊帶調制信號。

　　15、無線電通訊中，單邊帶調制有什么優點，有什么缺點？

　　節省發射功率，并將已調信號頻譜寬度壓縮一般，節省頻譜寬度。缺點是電路相對復雜，理想帶通濾波器或寬帶相移網絡較難實現

　　16、實踐上為了實現理想相乘運算，可采取哪三個措施

　　從器件的特性考慮，選擇合適的靜態工作點使器件工作在特性接近平方律的區段。

　　從電路考慮，用多個非線性器件組成平衡電路，抵消一部分無用組合頻率分量；采用補償或負反饋技術實現接近理想的相乘運算。 從輸入電壓大小考慮，限制輸入信號的值使器件工作在線性時變狀態，可以獲得優良的頻譜搬移特性。

　　17、 振幅調制的電路、解調電路、混頻電路都屬于頻譜搬移電路

　　畫出它們的結構，1V為輸入信號， 2V為參考信號。說明對于不同頻譜搬移電路而言， 1V、2V及濾波器類型各為什么？

　　振幅調制電路：輸入信號1V為調制信號，參考信號2V為載波信號，濾波器為帶通濾波器。 振幅檢波電路：輸入信號1V為調制信號，參考信號2V為同步信號，濾波器為低通濾波器。 振幅調制電路：輸入信號1V為已調信號，參考信號2V為本振信號，濾波器為帶通濾波器。

　　18、簡述哨干擾聲

　　輸入信號除了通過p=q=1的有用通道變換為中頻信號以外，還可通過其它的p.q通道變換為接近于中頻的寄生信號（|±pfL±qfC|=fI±F）。它們都將順利通過中頻放大器。這樣，收聽者就會在聽到有用信號聲音的同時還聽到由檢波器檢出的差拍信號（頻率為F）所形成的哨叫聲，故稱這種干擾為混頻器的干擾哨聲

　　19、簡述互調失真

　　混頻器輸入端同時作用著兩個干擾信號υM1和υM1時，則i中將包含頻率由下列通式表示的組合頻率分量： fp，q，r，s=|±pfL±qfC±rfM1±sfM2|。其中除了fL-fC=fI（p=q=1，r=s=0）的有用中頻分量外，還可能在某些特定的r和s值上存在著|±fL±rfM1±sfM2|= fI的寄生中頻分量，引起混頻器輸出中頻信號失真，通常將這種失真稱為互相調制失真。簡稱互調失真。

　　20、簡述二極管包絡檢波電路中的惰性失真。

　　為了提高檢波效率和濾波效果，一般總希望選取較大的RL、C，但RL、C取值過大，其放電時間常數就會較大，電容C兩端電壓在二極管截止期間放電速度會較慢。如果放電速度小于輸入信號包絡下降的速度時，就會造成二極管負偏壓大于輸入信號的下一個正峰值，致使二極管在其后的若干個高頻信號周期內不導通，輸出波形不隨輸入信號的包絡而變化，從而產生失真。這種失真是由于電容放電惰性引起的，故稱為惰性失真。

　　為了避免產生惰性失真，必須任何一個高頻周期內，放電速度大于等于包絡的下降速度。不產生惰性失真的充要條件為：

　　高頻電子線路知識點盤點（21——29）

　　21、簡述二極管包絡檢波電路中的負峰切割失真。

　　當考慮到檢波器和下級放大器連接時，一般采用阻容耦合電路，以避免Van中的直流分量影響下級放大器的靜態工作點。這樣檢波器的交流負載小于直流負載，當輸入調幅波電壓的Ma較大時，輸出的解調電壓在其負峰附近將被削平，出現所謂的負峰切割失真。不產生負峰切割失真的條件為：

　　上式表明，交直流負載電阻越接近，不產生負峰切割失真所允許的，Ma值就越接近1。反之， Ma一定時，交直流負載電阻的差別就受到不產生負峰切割失真的限制。

　　22、簡述調頻電路性能要求。

　　要求調頻特性（瞬時頻率偏移隨調制電壓變化的特性）在特定調制電壓范圍內是線性的，原點上的斜率稱為調頻靈敏度，顯然調頻靈敏度越大，調制信號對瞬時頻率的控制能力就越強。

　　非線性失真系數要小

　　調頻電路還必須保持足夠高的中心頻率準確度和穩定度，它是保證接收機正常接收所必需滿足的一項重要性能指標，否則，調頻信號的有效頻譜分量就會落到接收機通頻帶以外，造成信號失真，并干擾鄰近電臺信號。

　　23、簡述可變相移法調相電路原理。

　　可變相移法是將振蕩器產生的載波電壓通過一個可控相移網絡，如上圖所示這個網絡在上產生的相移受到調制電壓控制，且其間呈線性關系，即，則相移網絡的輸出電壓便為所需的調相波。

　　24、簡述間接調頻與直接調頻性能上的主要差別。

　　主要差別是受到調制特性非線性限制的參數不同，間接調頻電路為最大絕對頻偏， 而直接調頻電路為最大相對頻偏，因此增大，可以增大直接調頻電路中的9，而對間接調頻電路中的卻無影響。反之，減小W，可以增大間接調頻電路中的最大相對頻偏，而對直接調頻電路的相對頻偏卻無影響。

　　25、根據波性變換的不同特點，鑒頻器又可有哪三種實現方法。 斜率鑒頻：先將調頻信號通過具有合適頻率特性的線性網絡，使輸出調頻波的振幅按瞬時頻率的規律變化，然后通過包絡檢波器輸出反映振幅變化的解調電壓。 相位鑒頻：是先將調頻信號通過具有合適頻率特性的線性網絡，使輸出調頻波的附加相移按瞬時頻率的規律變化，然后相位檢波器將它與輸入調頻波的瞬時相位進行比較，檢出反映附加相移變化的解調電壓。 脈沖計數式鑒頻：是先將調頻信號通過具有合適頻率特性的非線性網絡，將它變換成調頻等寬脈沖序列，該等調頻寬脈沖序列含有反映瞬時頻率變化的平均分量，然后將該調頻等寬脈序列通過低通濾波器就能輸出反映平均分量變化的解調電壓。也可以將該調頻等寬脈沖序列通過脈沖計數器得到反映瞬時頻率變化的解調電壓。

　　26、根據比較和調節的參量不同，反饋控制電路可分為哪三類。

　　自動電平控制（比較和調節的參量為電壓或電流） 自動頻率控制（比較和調節的參量為頻率） 自動相位控制（比較和調節的參量為相位）

　　27、簡述鎖相環路的基本原理。

　　當ωo≠ωi， 環路失鎖，［Φo（t）- Φi（t）］將不斷變化，鑒相器產生的誤差電壓也就相應在變化，通過低通濾波器后，加到VCO上，使其振蕩角頻率不斷地被調整，直到VCO角頻率ωo等于輸入信號頻率ωi 環路鎖定。環路鎖定時，［Φo（t）- Φi（t）］保持恒值，這時鑒相器輸出恒定的誤差電壓，并用這個誤差電壓（經濾波器）控制VCO振蕩角頻率，使它穩定在等于輸入信號角頻率?？梢?，環路未鎖定前，鑒相器輸出不斷變化的誤差電壓，進行頻率搜索，一旦找到輸入信號角頻率，鑒相器便輸出恒定誤差電壓，用來保持環路鎖定。

　　28、簡述鎖相環路的同步帶、快捕帶、慢捕帶并比較其大小關系。

　　能夠維持環路鎖定所允許的最大輸入固有頻差Δωi稱為相環路的同步帶

　　由失鎖很快進入鎖定的過程稱為快捕過程，相應地，能夠鎖定的最大|Δωi|稱為快捕帶 當Δωi較大時，環路需要經過許多個差拍周期，才會捕捉到ωi，使環路鎖定。這樣的過程稱為慢捕過程，相應地，能夠鎖定的最大|Δωi|稱為慢捕帶 同步帶大于慢捕帶，慢捕帶大于快捕帶

　　29、簡述鎖相環路的慢捕捉過程。

　　當Δωi=ωi-ωr較大時，鑒相器輸出差拍電壓通過環路濾波器時將受到更大的衰減，因此，加到VCO上的控制電壓很小，VCO振蕩頻率ωo在ωr上下擺動的幅度也就更小，使得ωo不能擺到ωi上。不過既然ωo在ωr上下擺動，而ωi又是恒定的，因而它們之間的差拍頻率ωi-ωo亦將相應隨時間擺動，當ωo擺到大于ωr時，ωi-ωo減小，相應的［Φo（t）- Φi（t）］隨時間增長的慢；反之，當ωo擺到小于ωr時，ωi-ωo增大。相應的［Φo（t）- Φi（t）］隨時間增長得快。因此鑒相器的輸出誤差電壓已不再是正弦波，而變為正半周長、負半周短的不對稱波形。該不對稱波形中的直流分量和基波分量通過濾波器后又加到VCO上，而眾多諧波分量則被濾波器濾除。

　　其中，直流分量電壓為正值，它使振蕩角頻率ωo的平均值由ωr上升。可見，通過這樣的反饋和控制的過程，ωo的平均值向ωi靠近，這個新的ωo再與ωi差拍，得到的差拍角頻率更低，相應的［Φo（t）- Φi（t）］隨時間增長得更慢，因而，鑒相器輸出的上寬下窄的不對稱誤差電壓波形的頻率更低，而且波形的不對稱程度也更大，結果是包含的直流分量加大，ωo的平均值進一步靠近ωi，如此循環下去，直到ωo能夠擺動到ωi并符合正確的相位關系，環路便通過快捕過程進入鎖定。

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