引言

目前，正交頻分復用（OFDM）技術成為多媒體傳感器網絡信息傳輸的主流研究方向，并越來越受到人們的關注。OFDM對于符號定時非常敏感，定時誤差會造成符號間干擾（ICI），所以符號定時算法的研究在OFDM技術中是至關重要的。

定時同步算法通常分為基于非輔助數據的同步算法和基于輔助數據的同步算法。目前應用最廣泛的基于導頻的定時和頻偏估計算法是由Schmidl提出的。這種算法采用相同的兩段訓練序列進行定時，該方法采用遞推公式進行計算，實現復雜度很低，在OFDM系統中被廣泛采用，然而這種方法的定時判決函數存在一個誤差平臺，會引起很大的定時偏差。為了減小定時判決函數的誤差平臺造成的影響，Minn對Schmidl的方法做出了一定的改進。Minn的定時判決函數是一個尖峰，在一定程度上消除了誤差平臺的影響；Park提出了一種定時判決函數更加尖銳的波形。但是由于循環前綴的存在，這種方法的判決函數有很大的旁瓣，在循環前綴較長時，幾乎與主瓣的高度相同，在信噪比較低的情況下，很難得到正確的定時結果。采用訓練序列與本地PN碼互相關有明顯的單峰值，但在頻偏較大的情況下，定時判決函數會嚴重變形，引起較大的定時誤差。

本文針對一種長短序列相結合的符號定時算法，給出了精確定時的FPGA設汁方案，并對該方法進行了FPGA實現。在實現的過程中，采用狀態機、流水線等設計方法，優化了系統的資源和運算速度，增強了本設計的應用價值。

本文首先介紹了OFDM系統的幀結構，然后介紹了精同步的FPGA實現結構，并對實現結構進行了分析，最后對相關Matlab仿真結果進行了分析，并給出精同步FPGA的實現資源損耗報表。

1 、OFDM數據幀結構

本文中OFDM系統參照目前廣泛應用于無線局域網中的IEEE 802．11a標準，以突發模式傳輸數據，其數據幀前端的前導碼用作同步，AGC，頻偏估計。它的前導碼結構如圖1所示。前導碼包括長訓練序列和短訓練序列兩個部分。短訓練序列分為10段，每段長度為32個抽樣點；長訓練序列分為2段，每段長度為128個抽樣點，加上保護前綴，總長度為640個抽樣點。前導碼之后是數據部分。

2 、精同步FPGA設計及分析

2．1 精同步FPGA設計

精同步用于信號的精確定時。本文假設系統已經完成粗頻偏估計，系統的頻偏在精同步能夠容忍的范圍內。該設計采用本地序列地與長訓練序列相關的方法，由于本地序列不受噪聲的影響，相關運算后，判決函數存在明顯的單峰值，可進行精確定時。系統后續數據幀還有循環保護前綴和信道估計的處理，精同步的已經可以達到系統性能的要求。

本文從資源消耗角度出發，對傳統方法進行了改進，在不降低系統性能的前提下優化了系統資源消耗。

精同步主要由本地相關器、累加器和閾值判決器三個模塊組成，設計采用流水線的方式，實現結構如圖2所示。

式中：r（n）表示輸入數據；C（n）是與本地序列相關的相關值；P（n）表示信號的功率，用作信號能量的歸一化。

本地相關器的實現是精同步的關鍵部分，本地相關器的實現中需要用到復數乘法器，本文采用的復數乘法算法如式（5）所示：

由于精同步是與本地序列相關，不存在遞推公式，為了降低資源損耗，在選取本地序列時，僅截取實部和虛部的符號位，即每個本地序列的實部和虛部僅用-1，0，1表示，這樣每個復數乘法可以轉換成加法。

本文對判決函數的計算方法進行了改進，式（3）是對|C（n）|進行一階泰勒展開，只取0次項與1次項作為|C（n）|的近似結果。

在峰值檢測時，本文采用乘法代替除法進行門限判定，門限判決函數如式（6）所示：

|C（n）|》gate*P（n） （6）

達到門限判定條件時，精捕獲成功，并通過計數的方式找到FFT窗的位置，完成定時同步。

2．2 FPGA設計方案資源消耗分析

與傳統方法相比，本文提出的方案在資源消耗上大大降低，主要體現在以下幾個方面：

（1）在本地相關器的實現上。式（5）表明，每次復數乘法運算只需要進行3個乘法運算，節省了1個乘法資源。在進行相關運算時，傳統方法在計算每個相關值時需進行384個乘法運算，在本文中，由于實部和虛部都只用符號位表示，乘法器可以用數據選擇器與加法器實現，大大節省了乘法器資源。

（2）在判決函數的計算上。傳統方法每計算一個判決函數的值，需要進行4個乘法，2個加法計算。本文提出的近似方法中，每次判決函數的計算只需要2次乘法，2次加法，1次比較與1次移位操作，節省了乘法器資源。

（3）在硬件實現時。除法器對資源消耗非常大，本文用比較容易實現的乘法代替傳統方法中的除法運算，節省了系統資源。

當然，本文對資源的優化是因為采取了一定的近似處理和截位處理，會帶來一定的量化誤差，在一定程度上會降低系統的性能，但仿真結果表明，這種性能的損失在可接受范圍內。

3、 仿真及實現

3．1 仿真結果

利用本地序列截取符號和判決函數的近似對改進方案進行了仿真。該系統中，給定子載波數為N=128，碼速率定為Rb=5 Mb／s，子載波間隔為19．2 kHz，數字調制采用QPSK，信道模型選用AWGN模型，設定信噪比為5 dB。

圖3是采用本地序列截取2 b的判決函數M（n）的Matlah仿真圖；圖4是采用本地序列截取4 b的Matlab仿真圖。檢測峰值時，第一個峰值是由于循環前綴存在的影響，峰值檢測時檢測第二個峰值。

從圖3，圖4中可以看出，截位雖然會損耗算法的性能，但是判決函數存在明顯峰值，選擇適當的閾值時，仍然可以精確定時同步，可見減少本地序列的精度對性能并未造成很大的影響。

圖5是采用判決函數取近似值的Matlab仿真圖，圖6是判決函數取確定值的Matlab仿真圖。檢測峰值時，第一個峰值是由于循環前綴存在的影響，峰值檢測時檢測第二個峰值。從圖5，圖6中可以看出，在判決函數近似處理雖然會損耗算法的性能，但是判決函數仍然存在明顯峰值，選擇適當的閾值時，仍然可以精確定時同步，可見減少對判決函數的近似對性能并未造成很大的影響。

表1是在AWGN環境下精同步位置的仿真結果，每個信噪比下經過5 000幀的仿真。符號同步偏差表示每個信噪比下的精同步平均錯誤長度，可見在系統的性能并未明顯降低。

3．2 精同步模塊實際實現

硬件設計是基于XLINX公司的SPRTAN6系列中的XC6SLX150-2FGG484芯片，采用Verilog HDL語言，仿真軟件是ISE自帶的ISIM，開發環境是ISE。

整個OFDM系統同步的ISIM仿真波形如圖7所示。其中：clk_i表示時鐘信號；reset_i表示同步復位信號；clk5M_en_i表示5 MHz時鐘使能信號；nrst_j表示異步復位信號；acq_val_o表示粗捕獲指示信號；dataI_o，dataQ_o表示經過粗捕獲和粗頻偏估計的輸出信號；

sync_val_o表示精同步指示信號。

經過ISE綜合后，改進前和改進后精同步占用資源分布如表2所示。

由表2可見本文對系統資源優化的效果十分明顯。

4 、結語

本文分析了一種OFDM系統精同步算法的原理，給出了FPGA硬件實現方案和結果分析，該方案在采用經典算法的同時，對算法進行了改進，在不降低精同步性能的前提下大大降低了計算復雜度，并且設計結構簡單，易于實現，具有較好的工程實用價值。

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