隨著無線通信、雷達、衛星通信、光通信等領域對于信號傳輸速率或者分辨率要求的提升，采用的調制制式越來越復雜，信號帶寬也越來越寬。現代的實時示波器由于芯片和材料工藝的提升，已經可以提供高達幾十GHz的實時測量帶寬，同時由于其時域測量的直觀性和多通道等特點，使其開始廣泛應用于超寬帶信號以及射頻信號的測量。本文介紹了高帶寬實時示波器在射頻信號測量領域的典型應用，以及示波器用于射頻測量時的底噪聲、無雜散動態范圍、諧波失真、絕對幅度測量精度、相位噪聲等關鍵指標。

前言：

每一位做射頻或者高速數字設計的工程師都會同時面臨頻域和時域測試的問題。比如從事高速數字電路設計的工程師通常從時域分析信號的波形和眼圖，也會借用頻域的S參數分析傳輸通道的插入損耗，或者用相位噪聲指標來分析時鐘抖動等。對于無線通信、雷達、導航信號的分析來說，傳統上需要進行頻譜、雜散、臨道抑制等頻域測試，但隨著信號帶寬更寬以及脈沖調制、跳頻等技術的應用，有時采用時域的測量手段會更加有效。現代實時示波器的性能比起10多年前已經有了大幅度的提升，可以滿足高帶寬、高精度的射頻微波信號的測試要求。除此以外，現代實時示波器的觸發和分析功能也變得更加豐富、操作界面更加友好、數據傳輸速率更高、多通道的支持能力也更好，使得高帶寬實時示波器可以在寬帶信號測試領域發揮重要的作用。

一、為什么射頻信號測試要用示波器？

時域測量的直觀性

要進行射頻信號的時域測量的一個很大原因在于其直觀性。比如在下圖中的例子中分別顯示了4個不同形狀的雷達脈沖信號，信號的載波頻率和脈沖寬度差異不大，如果只在頻域進行分析，很難推斷出信號的時域形狀。由于這4種時域脈沖的不同形狀對于最終的卷積處理算法和系統性能至關重要，所以就需要在時域對信號的脈沖參數進行精確的測量，以保證滿足系統設計的要求。

更高分析帶寬的要求

在傳統的射頻微波測試中，也會使用一些帶寬不太高（《1GHz）的示波器進行時域參數的測試，比如用檢波器檢出射頻信號包絡后再進行參數測試，或者對信號下變頻后再進行采集等。此時由于射頻信號已經過濾掉，或者信號已經變換到中頻，所以對測量要使用的示波器帶寬要求不高。但是隨著通信技術的發展，信號的調制帶寬越來越寬。比如為了兼顧功率和距離分辨率，現代的雷達會在脈沖內部采用頻率或者相位調制，典型的SAR成像雷達的調制帶寬可能會達到2GHz以上。在衛星通信中，為了小型化和提高傳輸速率，也會避開擁擠的C波段和Ku波段，采用頻譜效率和可用帶寬更高的Ka波段，實際可用的調制帶寬可達到3GHz以上甚至更高。另外示波器的幅頻特性曲線并不是從直流到額定帶寬都平坦，而是達到一定頻點后就開始明顯下降，因此選擇實時示波器時，示波器的帶寬應該大于需要的分析帶寬，至于大多少，要具體看示波器實際的頻響曲線和被測信號的要求。在這么高的傳輸帶寬下，傳統的檢波或下變頻的測量手段會遇到很大的挑戰。由于很難從市面上尋找到一個帶寬可達到2GHz以上同時幅頻/相頻特性又非常理想的檢波器或下變頻器，所以會造成測試結果的嚴重失真。同時，如果需要對雷達脈沖或者衛星通信信號的內部調制信息進行解調，也需要非常高的實時帶寬。傳統的頻譜儀測量精度和頻率范圍很高，但實時分析帶寬目前還達不到GHz以上。因此，如果要進行GHz以上寬帶信號的分析解調，目前最常用的手段就是借助于寬帶示波器或者高速的數采系統。

二、現代實時示波器技術的發展

傳統的示波器由于帶寬較低，無法直接捕獲高頻的射頻信號，所以在射頻微波領域的應用僅限于中頻或控制信號的測試，但隨著芯片、材料和封裝技術的發展，現代實時示波器的的帶寬、采樣率、存儲深度以及底噪聲、抖動等性能指標都有了顯著的提升。

材料技術革新對示波器帶寬的提升

以材料技術為例，磷化銦（InP）材料是這些年國際和國內比較熱門的材料。相對于傳統的SiGe材料或GaAs材料來說，磷化銦（InP）材料有更好的電性能，可以提供更高的飽和電子速度，更低的表面復合速度以及更高的電絕緣強度。在采用新型材料的過程中，還需要解決一系列的工藝問題。比如InP材料的高頻特性非常好，但如果采用傳統的鋁基底時會存在熱膨脹系數不一致以及散熱效率的問題。氮化鋁（AIN）是一種新型的陶瓷基底材料，其熱性能和InP更接近且散熱特性更好，但是AlN材料成本高且硬度大，需要采用激光刻蝕加工。借助于新材料和新技術的應用，現代實時示波器的硬件帶寬已經可以達到60GHz以上，同時由于磷化銦（InP）材料的優異特性，使得示波器的頻響更加平坦、底噪聲更低，同時其較低的功率損耗給產品帶來更高的可靠性。磷化銦材料除了提供優異的高帶寬性能外，其反向擊穿電壓更高，采用磷化銦材料設計的示波器可用輸入量程可達8V，相當于20dBm以上，大大提高了實用性和可靠性。

ADC采樣技術對示波器采樣率的提升

要保證高的實時的帶寬，根據Nyqist定律，放大器后面ADC采樣的速率至少要達到帶寬的2倍以上（工程實現上會保證2.5倍以上）。目前市面上根本沒有這么高采樣率的單芯片的ADC，因此高帶寬的實時示波器通常會采用ADC的拼接技術。典型的ADC拼接有兩種方式，一種是片內拼接，另一種是片外拼接。片內拼接是把多個ADC的內核集成在一個芯片內部，典型的如下圖所示的Keysight公司S系列示波器里使用的40G/s采樣率的10bitADC芯片，在業內第一次實現8GHz帶寬范圍內10bit的分辨率。片內拼接的優點是各路之間的一致性和時延控制可以做地非常好，但是對于集成度和工藝的挑戰非常大。

所謂片外拼接，就是在PCB板上做多片ADC芯片的拼接。典型的采用片外拼接的例子是Keysight公司的Z系列示波器，其采用8片20G/s采樣率的ADC拼接實現了160G/s的采樣率，保證了高達63GHz的硬件帶寬。片外拼接要求各芯片間偏置和增益的一致性非常好，同時對PCB上信號和采樣時鐘的時延要精確控制。所以Z系列示波器的前端芯片里采用了先采樣保持再進行信號分配和模數轉換的技術，大大提高了對于PCB走線誤差和抖動的裕量。

三、寬帶示波器在射頻信號測試中的典型應用

正是由于芯片、材料和工藝技術帶來的示波器帶寬和采樣率的快速提升，使得寬帶實時示波器開始在射頻信號的測試中發揮關鍵的作用。以下是一些典型應用。

射頻信號時頻域綜合分析

實時示波器性能的提升使得其帶寬可以直接覆蓋到射頻、微波甚至毫米波的頻段，因此可以直接捕獲信號載波的時域波形并進行分析。從中可以清晰看到信號的脈沖包絡以及脈沖包絡內部的載波信號的時域波形，這使得時域參數的測試更加簡潔和直觀。由于不需要對信號下變頻后再進行采樣，測試系統也更加簡單，同時避免了由于下變頻器性能不理想帶來的額外信號失真。更進一步地，還可以借助于示波器的時間門功能對一段射頻信號的某個區域放大顯示或者做FFT變換等。下圖是在一段射頻脈沖里分別選擇了兩個不同位置的時間窗口，并分別做FFT變換的結果，從中可以清晰看出不同時間窗范圍內信號頻譜的變化情況。

雷達脈沖參數測試

對于雷達等脈沖調制信號來說，對于脈沖信號其寬度、上升時間、占空比、重復頻率等都是非常關鍵的時域參數。按照IEEEStd 181規范的要求，一些主要的脈沖參數的定義如下圖所示。

當用寬帶示波器已經把射頻脈沖捕獲下來以后，就可以借助于示波器里內置的數學函數編輯一個數學的檢波器。如下圖所示，黑色曲線是從原始信號里用數學檢波器檢出的包絡信號。包絡波形得到后，借助于示波器本身的參數測量功能，就可以進行一些基本的脈沖參數測試。

更進一步地，我們還可以借助于示波器的FFT功能得到信號的頻譜分布，借助示波器的抖動（Jitter）分析軟件得到脈沖內部信號頻率或相位隨時間的變化波形，并把這些結果顯示在一起。下圖顯示的是一個Chirp雷達脈沖的時域波形、頻率/相位變化波形以及頻譜的結果，通過這些波形的綜合顯示和分析，可以直觀地看到雷達信號的變化特性，并進行簡單的參數測量。在雷達等脈沖信號的測試中，是否能夠捕獲到足夠多的連續脈沖以進行統計分析也是非常重要的。如果要連續捕獲上千甚至上萬個雷達脈沖，可能需要非常長時間的數據記錄能力。比如某搜索雷達的脈沖的重復周期是5ms，如果要捕獲1000個連續的脈沖需要記錄5s時間的數據。如果使用的示波器的采樣率是80G/s，記錄5s時間需要的內存深度=80G/s*50s=400G樣點，這幾乎是不可能實現的。為了解決這個問題，現代的高帶寬示波器里都支持分段存儲模式。所謂分段存儲模式（SegmentedMemory Mode），是指把示波器里連續的內存空間分成很多段，每次觸發到來時只進行一段很短時間的采集，直到記錄到足夠的段數。很多雷達脈沖的寬度很窄，在做雷達的發射機性能測試時，如果感興趣的只是有脈沖發射時很短一段時間內的信號，使用分段存儲就可以更有效利用示波器的內存。在下圖中的例子里，被測脈沖的寬度是1us，重復周期是5ms。我們在示波器里使用分段存儲模式，設置采樣率為80G/s，每段分配200k點的內存，并設置做10000段的連續記錄。這樣每段可以記錄的時間長度=200k/80G=2.5us，總共使用的示波器的內存深度=200k點*10000段=2G點，實現的記錄時間=5ms*10000=50s。也就是說，通過分段存儲模式實現了連續50s內共10000個雷達脈沖的連續記錄。

雷達參數綜合分析

除了在示波器里直接對雷達脈沖的基本參數進行測量，也可以借助功能更加強大的矢量信號分析軟件。下圖是用Keysight公司的89601B矢量信號分析軟件結合示波器對超寬帶的Chirp雷達信號做解調分析的例子，圖中顯示了被測信號的頻譜、時域功率包絡以及頻率隨時間的變化曲線。被測信號由M8195A超寬帶任意波發生器產生，Chirp信號的脈沖寬度為2us，頻率變化范圍從1GHz~19GHz，整個信號帶寬高達18GHz！這里充分體現了實時示波器帶寬的優勢。

更嚴格的雷達測試不會僅僅只測脈沖和調制帶寬等基本參數。比如由于器件的帶寬不夠或者頻響特性不理想，可能會造成Chirp脈沖內部各種頻率成分的功率變化，從而形成脈沖功率包絡上的跌落（Droop）和波動（Ripple）現象。因此，嚴格的雷達性能指標測試還需要對脈沖的峰值功率、平均功率、峰均比、Droop、Ripple、頻率變化范圍、線性度等參數以及多個脈沖間的頻率、相位變化進行測量，或者要分析參數隨時間的變化曲線和直方圖分布等。這些更復雜的測試可以借助于89601B軟件里的BHQ雷達脈沖測量選件實現。這個測試軟件也支持示波器的分段存儲模式，可以一次捕獲到多個連續脈沖后再做統計分析，下圖是一個實際測試的例子。

跳頻信號測試

除了雷達脈沖分析以外，借助于示波器自身的抖動分析軟件或者矢量信號分析軟件，還可以對超寬帶的調頻信號進行分析。下圖是對一段在7GHz的帶寬范圍內進行調頻的信號的頻譜、時域以及調頻圖案的分析結果。

調制器時延測試

在衛星通信或者導航等領域，需要測試其射頻輸出（可能是射頻或者Ku/Ka波段信號）相對于內部定時信號（1pps或100pps信號）的絕對時延并進行修正。這就需要使用至少2通道的寬帶示波器同時捕獲定時信號和射頻輸出，并能進行精確可重復的測量。下圖是用示波器捕獲到的1pps定時信號（藍色波形）以及QPSK調制的射頻輸出信號（紫色波形）。用作觸發的定時信號到來后，射頻信號功率第1個過零點的時刻相對于定時信號的時延就是要測量的系統時延。如果僅僅通過手動光標測量，很難卡準合適的功率零點位置。我們借助于前面介紹過的數字檢波功能，可以檢出射頻信號的功率包絡并進行放大（如灰色波形所示），并借助示波器的測量功能來測量功率包絡最小點的時刻（Tmin），這就實現了衛星轉發器或調制器時延的精確測試。通過多次自動測試過零點時刻，還可以進行長時間的統計，以分析時延的變化范圍和抖動等。

寬帶通信信號的解調分析

在WLAN、衛星通信、光通信領域，可能需要對非常高帶寬的信號（》500MHz）進行性能測試和解調分析，這對于測量儀器的帶寬和通道數要求非常高。比如在光纖骨干傳輸網上，已經實現了單波長100Gbps的信號傳輸，其采用的技術就是把2路25Gbps的信號通過QPSK的調制方式調制到激光器的一個偏振態，然后把另2路25Gbps的信號通過同樣的方式調制到激光器一個偏振態上，然后把兩個偏振態的信號合成在一起實現100Gbps的信號傳輸。而在下一代200Gbps或者400Gbps的技術研發中，可能會采用更高的波特率以及更高階的調制如16QAM、64QAM甚至OFDM等技術，這些都對測量儀器的帶寬和性能提出了非常高的要求。如下圖所示是Keysight公司進行100G/400G光相干通信分析儀N4391A：儀器下半部分是一個相干光通信的解調器，用于把輸入信號的2個偏振態下共4路I/Q信號分解出來并轉換成電信號輸出，每路最高支持的信號波特率可達126Gbaud；而上半部分就是一臺高帶寬的Z系列示波器，單臺示波器就可以實現4路33GHz的測量帶寬或者2路63GHz的測量帶寬；示波器里運行89601B矢量信號分析軟件，可以完成信號的偏振對齊、色散補償以及4路I/Q信號的解調和同時顯示等。

下圖中還顯示了用示波器做超寬帶信號解調分析的結果，被測信號是由M8195A發出的32Gbaud的16QAM調制信號。由于16QAM調制格式下每個符號可以傳輸4個bit的有效數據，所以實際的數據傳輸速率達到128Gbps。通過寬帶的頻響修正和預失真補償，實現了高達20dB以上的信噪比以及《4%的EVM（矢量調制誤差）指標。

多通道測量

在MIMO（Multiple-input and Multiple-output）、相控陣以及做科學研究的場合，通常需要對多于4路的高速信號做同時測量。為了滿足這種應用，現代的高帶寬示波器在硬件和軟件上都提供了對于多通道測量的支持能力。Keysight的N8834A多通道示波器軟件支持將Infiniium 9000、90000、S、V、Z系列多通道示波器方案。下圖展示的是基于Z系列示波器的多通道級聯方案以及示波器里的多通道測量軟件，目前可以支持最多10臺示波器的級聯，提供20路同步的帶寬高達63GHz的測量通道，或者40路帶寬為33GHz測量通道。通過精確的時延和抖動校準，通道間的抖動可以控制在150fs（rms）以內。

EMI/EMC 預調試功能

很多射頻產品除了要遵循EMC規范外，EMI現象也影響產品的性能，尤其是在噪聲和抖動方面，如果不小心處理，則有可能破壞整個電路的功能，因此許多電路設計指南都會包括保護頻段、參考地平面、回路、電源控制環回以及擴頻時鐘，目的就是最小化EMI效應。EMI問題產生的常見原因包括開關電源、電源濾波、地阻抗、液晶屏、金屬屏蔽殼靜電、電纜屏蔽不好、布線路徑內部耦合、器件的寄生參數以及信號回路不完全等。EMI問題常見的分析方法是用頻譜分析儀接收機。但很多工程師也許不熟悉的是，示波器是可以用在EMI預調試上的，以前大家的一個顧慮是示波器大都使用8-bitADC，幅度和相位頻響不是很好，而隨著像InfiniiumS系列示波器在500MHz~ 8GHz帶寬內使用10-bit ADC，V系列在8GHz~ 33GHz帶寬內將本底噪聲降到很低，示波器在EMI預調試方面增加很多功能，包括頻域模板、近場探頭、多達8個FFT同時分析，畫圖（任意位置）觸發，模擬、邏輯信號和串行信號同時分析等。下圖是可用于EMI預調試的近場探頭以及頻域模板觸發的實例。

四、示波器的射頻性能指標

從前面介紹的一些示波器在射頻測試里的典型應用可以看出：由于技術的發展，使得示波器高帶寬、多通道的優勢非常適合于各種復雜的超寬帶應用，同時其時域、頻域的綜合分析能力也提高了測量的直觀性。但是在使用示波器做射頻信號測試時，我們不能不對其精度和性能有一定的顧慮。因為實時示波器雖然采樣率很高，但是由于普遍采用8bit的ADC，所以其量化誤差和底噪聲較大。而且傳統示波器只會給出其帶寬、采樣率、存儲深度等指標，可供參考的頻域方面的性能指標較少。因此，下面我們將通過一些實際的測試和分析，來認識一下示波器的射頻性能指標。

底噪聲（NoiseFloor）

底噪聲是測量儀器非常重要的一個指標，它會影響到測量結果的信噪比以及測量小信號的能力。傳統上會認為示波器的底噪聲較高，因此不適用于小信號測量，其實并不完全是這樣，最主要原因在于不同儀器對底噪聲的定義方式不一樣。底噪聲的主要來源是熱噪聲以及前端放大器增加的噪聲，這兩部分噪聲通常是和帶寬近似成正比的。比如熱噪聲的計算公式如下，噪聲功率和帶寬是線性的關系。

示波器作為一臺寬帶測量儀器，其底噪聲指標給出的是全帶寬范圍內噪聲的總和，而且也近似和帶寬成正比。比如在下圖左邊是Keysight公司S系列示波器手冊里給出的底噪聲指標。在50mv/div的量程下，4GHz帶寬的示波器S-404的底噪聲為768uVrms，近似是1GHz帶寬的示波器S-104在相同量程下底噪聲456uVrms的2倍。由于功率是電壓的平方，所以4GHz示波器的底噪聲的功率是相同條件下1GHz示波器底噪聲功率的4倍，和帶寬的倍數正好相當。

正是由于底噪聲和帶寬近似成正比，所以寬帶示波器的底噪聲會比窄帶的大。為了公平，我們可以把示波器在不同量程下的底噪聲歸一化到每單位Hz進行比較，而這也正是頻譜儀等射頻儀器里對其底噪聲DANL（Displayedaverage noise level）的描述方法。比如在每格50mv量程下，示波器的滿量程是8格相當于400mV，對應于-4dBm的滿量程，對于8GHz的S-804A示波器來說，其8GHz帶寬范圍內總的底噪聲是1.4mVrms，相當于-44dBm，歸一化到每單位Hz的底噪聲就相當于-143dBm/Hz。而在更小的量程下，S系列示波器的底噪聲可以達到-158dBm/Hz，這個指標已經好于絕大多數市面上頻譜儀不打開前置放大器的情況。即使在打開前置放大器的情況下，很多頻譜儀的DANL指標也僅僅比S系列示波器好幾個dB而已。下圖是一個S系列8GHz帶寬示波器在最小量程下底噪聲的實測結果。中心頻點1GHz，Span=20MHz，除了在1GHz頻點有很小的雜散以外，其在RBW=10KHz下的底噪聲約為-120dBm，相當于約-160dBm/Hz。

因此，歸一化到每單位Hz后，示波器的底噪已經優于絕大多數頻譜儀在不打開前置放大器時的指標，這個指標還是相當不錯的。由于噪聲是和帶寬成正比的，所以如果信號帶寬只集中在某一個頻段范圍內，就可以通過相應的數字濾波技術來濾除不必要的帶外噪聲以提高信噪比，比如很多示波器里的數字帶寬調整功能就是一種降低示波器自身底噪聲的方法。

無雜散動態范圍（SFDR）

在射頻測試中，除了底噪聲以外，無雜散動態范圍（SFDR:Spurious-free dynamic range）也非常重要，因為它決定了在有大信號存在的情況下能夠分辨的最小信號能量。對于示波器來說，其雜散的主要來源是由于ADC拼接造成的不理想。以2片ADC拼接為例，如果采樣時鐘的相位沒有控制好精確的180度，就有可能造成信號的失真，在頻譜上就會出現以拼接頻率為周期的雜散信號。如果失真比較嚴重，即使再高的采樣率也無法保證采集到的信號的真實性。對于高帶寬示波器來說，不論是采用片內拼接還是片外拼接，由于拼接不理想造成的雜散都客觀存在，關鍵是雜散能量的大小。以Keysight的S系列示波器為例，其采用了單片40G/s的ADC芯片，通過專門的工藝優化了時鐘分配和采樣保持電路，可以保證很好的一致性。下圖是用Keysight公司的E8267D信號源產生1GHz信號經濾除諧波后在5GHz的Span范圍內看到的頻譜，可以看到除了2次和3次諧波失真外，其雜散指標可以達到-75dBc，相當于一臺中等檔次的頻譜儀的水平。

諧波失真（HarmonicDistortion ）

諧波失真也是衡量測量信號保真度的一個重要指標。對于示波器來說，為了保證高的采樣率，其ADC的位數（8bit或者10bit）相對于頻譜儀里使用的14bitADC有較大差異，其諧波失真主要來源于ADC的量化噪聲造成的信號失真，典型的是2次和3次諧波失真，通常3次諧波的能量更大，這點和頻譜儀里由于混頻器造成2次諧波失真來源不太一樣。在上面的測試結果中，其2次諧波失真約為-65dBc，比一般的頻譜儀差一些。而其3次諧波失真約為-49dBc，比起一般的頻譜儀就差遠了。因此如果用戶關心諧波失真指標，比如在放大器的非線性測試中，使用示波器并不是一個好的選擇。不過好在諧波造成的失真通常在帶外，通過簡單的數學濾波處理很容易把諧波濾除掉。所以在有些寬帶信號解調的應用中，由于測量算法在解調過程中會加入數學濾波器，諧波失真對于最終的解調結果影響并不是很大。

絕對幅度精度（Absoluteamplitude accuracy）

絕對幅度精度會影響到示波器對某個頻點載波做功率測量時的準確度。對于示波器來說，絕對幅度精度指標 = DC幅度測量精度 + 幅頻響應。因此需要兩部分分別分析。DC幅度測量精度就是示波器里標稱的雙光標測量精度，又由DC增益誤差和垂直分辨率兩部分構成（如下圖所示是Keysight公司S系列示波器的DC測量精度指標）。對于實時示波器來說，DC增益精度一般為滿量程的2%，而分辨率與使用的ADC的位數有關，如果是10bit的ADC就相當于滿量程的1/1024。由此計算得出實時示波器的DC幅度精度大約在±0.2dB左右。

至于幅頻響應，傳統上寬帶設備的幅頻響應都不會特別好，但現代的高性能示波器在出廠時都會做頻率響應的校準和補償，使得其幅頻響應曲線非常平坦。下圖是Keysight公司8GHz帶寬的S系列示波器的幅頻響應曲線，可以看出其帶內平坦度非常好，在7.5GHz以內的波動不超過±0.5dB。

因此，綜合下來，S系列示波器在7.5GHz以內的絕對幅度測量精度可以控制在±1dB左右，這個指標和大部分中高檔頻譜儀的指標相當。而Keysight公司的V系列示波器更是可以在30GHz的范圍內保證±0.5dB的絕對幅度精度，超過了大部分高檔頻譜儀的指標。

相位噪聲（PhaseNoise）

測量儀器的相位噪聲（PhaseNoise）反映了測試一個純凈正弦波時的近端低頻噪聲的大小，在雷達等應用中會影響到對于慢目標識別時的多普率頻移的分辨能力。相位噪聲的頻域積分就是時域的抖動。對于示波器來說，相位噪聲太差或者抖動太大會造成對于射頻信號采樣時產生額外的噪聲從而惡化有效位數。傳統的示波器不太注重采樣時鐘的抖動或者相位噪聲，但隨著示波器的采樣率越來越高，以及為了提高射頻測試的性能，現代的數字示波器如Keysight公司的S、V、Z等系列示波器都對時鐘電路進行了優化，甚至采用了經典的微波信號源如E8267D里的時鐘電路設計，使得示波器的相位噪聲指標有了很大提升。如下圖所示是S示波器在1GHz載波時的相位噪聲曲線，測試中的RBW設置為750Hz，在偏離中心載波100kHz處的噪聲能量約為-92dBm，歸一化到單位Hz能量約為-120dBc/Hz，這已經超過了市面上大多數中檔頻譜儀的相噪指標。而更高性能的V系列示波器的相位噪聲指標則可以做到約-130dBc/Hz@100KHz offset，這已經超過了市面上大部分中高檔頻譜儀的相應指標。

五、總結

從前面的介紹可以看出，現代的高性能的實時示波器除了受ADC位數的限制造成諧波失真指標明顯較差以外，其無雜散動態范圍可以和中等檔次的頻譜儀相當，而底噪聲、帶內平坦度、絕對幅度精度、相位噪聲等指標已經可以做到和中高檔頻譜儀類似。而且，為了滿足射頻測試的要求，現代的高性能示波器里除了傳統的時域指標以外，也開始標注射頻指標以適應射頻用戶的使用習慣。下表就是Keysight公司V系列示波器里給出的典型的射頻指標。

當然，由于工作原理的不同，實時示波器在做頻域分析時還有一些局限性，比如在特別小RBW設置下（《1KHz時）由于需要采集大量數據做FFT運算，其波形更新速度會嚴重變慢，因此不適用于窄帶信號的測量。正是由于實時示波器明顯的高帶寬、多通道優勢以及強大的時域測量能力，再加上改進了的射頻性能指標，使得其在超寬帶射頻信號的測量、時頻域綜合分析以及多通道測量的領域開始發揮越來越重要的作用。
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