通過無線信道傳播的信號沿著大量不同的路徑到達目的地，這些不同路徑稱為多徑。圖 1 是一位沿公路駕車的典型移動用戶的圖形。該圖描述了從發射機到接收機的眾多信號路徑中的三條。這些路徑源自環境中物體對輻射能的散射、反射和衍射或者媒介中的折射。各種傳播機制對路徑損耗和衰落模型產生不同的影響。

圖 1. 典型的多徑衰落現象。

接收信號的功率會因為三種效應而發生變化： 平均傳播 （路徑） 損耗、宏觀 （大型或 “緩慢”） 衰落和微觀 （小型或 “快速”） 衰落，如圖 2 中所示。平均傳播損耗與距離有關，由水、植物的吸收以及地面的反射效應產生。宏觀衰落是由于建筑物和自然地物的陰影效應所產生的。微觀衰落是由于多徑的相長、相消組合所產生，由于微觀衰落的幅度波動快于宏觀衰落的幅度波動，所以也將其稱為快衰落。

圖 2. 無線信道中的信號功率隨距離的變化。

多徑傳播會導致信號隨著時間的推移而擴展，這些時間時延或 “時延擴展” 導致頻率選擇性衰落。多徑的特征由信道脈沖響應來描述，使用抽頭時延線實現方式為多徑建模。抽頭變化的特征用多普勒頻譜來描述。除了時延擴展和多普勒展寬之外，角度擴展是無線信道的另一個重要特性。接收機端的角度擴展是指在接收天線陣列處多徑組件到達角的展寬。與此類似，發射機端的角度擴展是指這些最終到達接收機的多徑信號離開角的擴展。角度擴展會導致空間選擇性衰落，這意味著信號幅度會依賴于發射天線與接收天線的空間位置。當無線通信系統中使用多根天線時，由于角度擴展、天線輻射方向圖和周圍環境所導致的空間效應，各個發射-接收天線對之間可能具有不同的信道脈沖響應。由于 MIMO 系統需要信道之間具有低相關度，所以理解這些空間特性可能如何影響系統性能是非常重要的。在此應用指南的后續部分中，將會對所有無線信道中都存在的基本特性進行回顧，例如時延擴展和多普勒擴展，此外，還將引入空間效應，作為一種為高性能信道仿真器創建改進模型的手段。

無線傳播特性

平均傳播損耗

信號強度的總平均損耗是距離的函數，它遵循 1/d n 律，其中 d 是發射機和接收機之間的距離，n 是取值范圍為 2 至 6 的斜度指標，其具體取值與環境有關。例如，在自由空間， n = 2，斜度為 20 dB/10 倍程。在陸地環境中，典型值為 n = 4，導致 40 dB/10 倍程信號衰落，它是距離的函數。在這一陸地設置中，將距離從 100 英尺更改為 1000 英尺 （一個 10 倍程） 將導致信號功率平均衰減 40 dB。現在已經針對不同傳播環境開發了幾種基于經驗的路徑損耗模型，例如 COST-231 （1. COST 231 TD （973） 119-REV 2 （WG2）。900 和 1800 MHz 頻段中移動無線的城市傳輸損耗模型， 1991 年 9 月。） 和 lTU-RM.1225 中的模型。

宏觀 （慢） 衰落

宏觀衰落 （慢衰落） 是由于建筑物和自然地物的陰影效應所導致，接收信號在大約 20 倍波長距離內的局部平均值可以確定此衰落值。宏觀衰落分布受天線高度、工作頻率和特定類型環境的影響。慢衰落偏離平均傳播損耗值的偏差值被看作一個隨機變量，如果以分貝 （dB） 表示，其接近正態分布，可以認為它是一種對數正態分布，其概率密度函數（PDF） 如下所示。

在上式中，x （單位為 dB） 是一個隨機變量，表示信號功率電平的大幅波動。變量 μ 和 σ 分別是 x 的均值和標準差。μ 和 σ 均用 dB 表示。均值 μ 等于前節中所討論的平均傳播損耗。對于城市環境，標準差 σ 的取值可高達 8 dB。

微觀 （快） 衰落

微觀衰落 （快衰落） 是因為從周圍環境接收的大量多徑信號相長、相消干擾而造成的。當距離變化大約二分之一波長時，接收信號的強度可能會發生快速變化，所以將這一特性命名為 “快” 衰落。如果要在大約 20 波長的較短距離上研究接收功率的衰落特性，則可以將疊加信號的同相 （I） 分量和正交 （Q） 分量模型設定為獨立的零均值高斯過程。這一模型假定散射分量的數目很大，而且相互獨立。因此，接收信號的電壓振幅包絡為瑞利分布，其 PDF 給出如下

其中，x 是一個隨機變量，這里取作接收電壓的振幅，σ 是標準差。對于靜態用戶，由于該用戶鄰近區域中的散射體存在相對運動，所以也存在類似的響應，它是時間的函數。峰值與零陷之間的功率電平相對變化通常為 15-20 dB，但在某些信道條件下可能高達 50 dB。

如果發射機和接收機之間存在直接路徑，那么信號包絡不再是瑞利分布，信號幅度的統計特性將服從萊斯分布。萊斯衰落由瑞利分布信號與直接或者視線 （LOS） 信號之和形成。萊斯衰落環境具有一條很強的直接路徑，它到達接收機的時間時延與來自本地散射體的多徑到達時延大致相同。萊斯分布的電壓幅度包絡具有如下 PDF

其中，x 是一個隨機變量，這里取作所接收的電壓幅度，σ 是標準差。I 0 （ ） 項是第一類零階修正貝塞爾函數。由于 I 0 （ ） = 1，所以當 K = 0 時，萊斯分布簡化為瑞利分布。萊斯分布由這個 K 因子定義，對于無線環境來說，K 因子定義為 LOS 分量與散射分量的功率比。

對基帶發生器和信道仿真器進行配置，以生成兩個獨立的瑞利衰落信號，將其作為一個測量示例，用來顯示 SIMO 系統中兩個獨立信道的信號幅度隨時間的變化。圖 3 給出兩個平行基帶發生器的基帶發生器和信道仿真器測量配置屏幕，利用瑞利分布對兩個發生器產生的基帶信號進行獨立衰落，經過衰落的波形被連接到外部射頻信號發生器，進行上變頻。由于這兩個信道使用了獨立的衰落統計信息，因此可以預期，它們的幅度電平在時間軸上是不相關的。圖 4 給出兩個衰落信號的幅度隨時間變化的量測值。這些測量值是使用 Keysight 系列頻譜分析儀（設置為 “Zero-Span” 模式） 獲得的。如圖中所示，這兩個通道顯示為互不相關，每個信道具有獨立的衰落零陷，其中有一些零陷深達 45 dB。

圖 3. 使用兩臺信號發生器配置兩個獨立瑞利衰落信道的信道仿真器設置屏幕。

圖 4. 兩個獨立瑞利衰落信道隨時間變化的接收信號功率。

兩個用于評估信道仿真器瑞利衰落性能的主要性能標準為累計概率分布函數 （CPDF） 和電平穿越率 （LCR）。概率分布函數描述信號電平小于平均電平的概率。LCR 是每秒鐘穿越平均信號功率電平的次數。例如，3GPP2 標準建議信道模擬器應支持以下測試條件和信道模型參數公差。

對概率分布函數的要求為：

1）對于在平均功率電平 10 dB 以上、20 dB 以下的功率電平， 公差應在計算值的 ±1 dB范圍內。

2）對于在平均功率電平 20 dB 以上、30 dB 以下的功率電平， 公差應在計算值的 ±5 dB范圍內。

對 LCR 的要求為：

對于在平均功率電平 3 dB 以上、30 dB 以下的功率電平， 公差應在計算值的 ±10% 范圍內。

基帶發生器和信道仿真器的概率分布函數、LCR 理論值與測量值分別如圖 5 和 6 所示。在這些曲線中，信號功率是以均值為基準的。概率分布函數和 LCR 結果的測量值與理論曲線很好地吻合，這表明信道仿真器 對瑞利衰落的性能測量值超出了 3GPP2 標準。

圖 5. 概率分布函數理論值與測量值的對比。

圖 6. LCR 理論值與測量值的對比。

功率時延分布圖 （PDP）

在無線通信中，被傳送給接收機的信號可能是經由許多不同路徑，穿過無線電信道才到達接收機的。在通過無線信道進行傳輸的過程中，信號可能是通過直接視線 （LOS） 路徑，也可能是經過了平面反射，然后才到達接收天線。由于原始傳輸信號的多個副本傳播的距離不同，所以它們到達接收機的時間不同，并且具有不同的平均功率電平。人們利用無線信道的脈沖響應來描述發射機與接收機之間主要路徑的特征。使用抽頭時延線對脈沖響應建模是一種傳統的衰落信道仿真技術。在這些模型中，每個 “抽頭” 表示在相同時間到達的眾多多徑信號之和。由于較晚到達的信號具有更大的路徑損耗，并且可能多次經過周圍環境的反射，所以抽頭幅度通常隨著時間的推移而減小。在接收機端，如果存在 LOS 路徑，則每個抽頭的幅度統計特性服從萊斯分布，如果沒有 LOS 路徑，則服從瑞利分布。

如圖 7 中所述，可將發射機和接收機看作一個橢圓的兩個焦點，由同一橢圓反射的所有路徑都將具有相同的相對時延。在一個特定的時延，所有信號合并形成信道脈沖響應中的一個抽頭。每個抽頭的平均功率和時延顯示為信道脈沖響應，也稱為 “功率時延分布圖 （PDP）”。圖 7 給出一個信道的功率時延分布圖 PDP，它擁有三個抽頭 （信號路徑）。對這三條路徑進行組合，一同構成發射天線與接收天線之間的無線信道。因為信道仿真器可以配有時間時延和相關的幅度分布圖，所以這種功率時延分布圖 PDP 模型可以用作信道仿真的基礎。

圖 7. 對功率時延分布圖 PDP 使用三抽頭模型的信道脈沖響應。

功率時延分布圖是無線信道最重要的特性。許多無線標準都定義了需要為系統測試應用哪些功率時延分布圖 。此外，在驗證系統性能時通常會使用其他自定義功率時延分布圖，以強調各種不同多徑條件下的無線性能。為了說明如何使用信道仿真器進行測量，我們創建了一個 2x2 MIMO 信道，并對四個信道中的每一個進行 功率時延分布圖 響應測量。圖 8 給出 2x2 系統 信道仿真器方框圖，其配有兩路代表 Tx0 和 Tx1 接收機的基帶發生器，以及 4 路將兩臺發射機連接到兩臺接收機的獨立信道。該圖形還給出其中一個衰落信道的 PDP 參數。每個信道都配置為具有三個瑞利衰落路徑，其相對時延分別為 0 μs、5 μs 和 10 μs。三條路徑的相對幅度分別為 -2.044 dB、-5.044 dB 和 -12.044 dB。

圖 8. 2x2 MIMO 信道的信道仿真器設置。

表 1 中的測量示例給出用信道仿真器測得的各信道路徑時延，其中的信道仿真器 被配置為 2x2 MIMO 信道仿真器。如上表所示，這些時延的測量值幾乎與儀器上輸入的期望值相同。這些測量值是通過對多次掃描的信道脈沖響應進行平均后獲得的。表 2 給出在四個信道上為每條路徑進行測量的幅度值。同樣，這一信道仿真器性能滿足了為準確實現期望 PDP 信道響應所提出的嚴格要求。

表 1. 路徑時延的測量值與設置值 （單位： ns）

表 2. 路徑損耗的測量值與設置值 （單位： dB）

衰落多普勒頻譜

時變衰落是由于散射或者發射機與接收機的相對運動而發生的，這種衰落會導致頻域響應中的擴展，通常將其稱為多普勒頻譜。發射機與接收機之間的相對運動會導致在有限頻譜帶寬上發生純頻率單音擴展，此時會導致多普勒頻譜。最大多普勒頻率 fd，max 與相對速度的關系由下式表示。

其中，v 是移動速度，fc 是載波頻率 （Hz），而 c 是光速常數。純單音的頻譜擴展所覆蓋的范圍為 fc ± fd，max。通過對信道脈沖響應與正弦射頻載波之間的自相關求傅立葉變換，可以測量或者計算多普勒頻譜。假設移動終端周圍的散射體均勻分布，那么，以任意到達角 （變化范圍為 0-360°） 接收多徑信號的概率相等。在此情形下，理論上的瑞利多普勒功率譜將呈現為如圖 9 所示的典型 “U 形”。

圖 9. 理論瑞利多普勒頻譜。

萊斯衰落是由瑞利分布信號與 LOS 信號之和構成的。因此，萊斯多普勒頻譜是瑞利多普勒頻譜與 LOS 多普勒頻譜的疊加。如果發射機與接收機之間存在相對運動，則 LOS 信號將會發生與相對速率相關的靜態頻移。LOS 信號的這種多普勒頻移可根據下式確定。

改變 LOS 到達角會使多普勒頻率相對于中心頻率發生漂移，最大漂移頻率為 fd，max。萊斯衰落的 K 因子影響直接路徑相對于多徑的功率電平。圖 10 給出萊斯衰落的理論多普勒頻譜，它是通過對瑞利多普勒頻譜和具有正靜態頻移的 LOS 求和所得到的。

圖 10. 理論上的萊斯多普勒頻譜。

如上文所討論，瑞利和萊斯衰落的功率譜密度將幅度分布描述為頻率的函數。但是，可以使用幾種不同的頻譜模型來表示多徑效應和發射機與接收機的相對運動所形成的功率譜形狀。PXB 提供了七類可供選擇的頻譜形狀，用以精確地建立各種多徑信道的模型。圖 11 給出四個標準模型的多普勒頻譜，其中包括 “典型的 6 dB”。典型的 6 dB 頻譜是最常用的模型，它符合各種移動通信標準中針對瑞利衰落條件詳細列出的頻譜要求。其他一些沒有在圖 17 中給出的模型包括 Bell 型、經典 Jakes 型和圓形 Jakes 型。

圖 11. 衰落功率譜形狀。

如前所述，通常會將信道仿真器內實現的瑞利衰落性能與所定義的標準度量進行對比，以確保操作的一致性。例如，3GPP21 標準建議信道模擬器應支持以下多普勒條件和公差。在使用瑞利 6 dB 多普勒頻譜的情形中，在射頻載波 fc 周圍所測量的功率譜密度 S（f） 將維持如下性能水平：

1）在頻率偏移為 | f-fc | = fd 時， 最大功率譜密度 S（f） 應至少超過 S（fc） 達 6 dB。

2）在頻率偏移 | f-fc | 》 2fd 時， 最大功率譜密度 S（f） 將至少低于 S（fc） 達 30 dB。

3）所模擬的多普勒頻率 fd 應該從多普勒功率譜的量測值計算得出。多普勒功率譜的公差應該為 ±5%。

多普勒功率譜的理論值和測量值如圖 12 所示。這里將信道仿真器上的多普勒頻率設置為 120 Hz。測量結果表明：仿真多普勒頻譜性能可以輕松地滿足建議要求。從多普勒功率譜的測量值計算得出的多普勒頻率為 121.23 Hz，可以得出測量誤差為 1.025%，該值遠低于建議的 ±5% 公差。

圖 12. 瑞利 6 dB 理論頻譜形狀與測量頻譜形狀。

動態衰落

在移動應用中，功率時延分布圖 （PDP） 中的特性在數米范圍內保持相對恒定。在此情形下，對無線信道的脈沖響應在這一短距離內求取平均，以提供信道條件的 “靜態” 或者廣義平衡視圖。當移動終端在更寬闊的區域內移動時，PDP 的形狀和特性會發生顯著變化，如圖 13 中的實例所示。

現代無線通信系統必須適應這些劇烈變化，以持續降低多徑時延擴展的影響。為了精確地評估時變功率時延分布圖 PDP 的性能，信道仿真器必須能夠仿真路徑時延特性中的時變變化。滑動相對路徑時延和 Birth-Death 時變相對路徑時延是在仿真動態時延擴展中普遍應用的兩種模型。

圖 13. 顯示時變功率時延分布圖的動態衰落特性。

角度擴展與角度功率譜

傳統的無線信道建模方法 （例如功率時延分布圖和多普勒頻譜） 可以精確地表示 SISO 系統的多路效應。這些傳統模型的缺點在于他們通常沒有包括多徑環境下由天線位置和極化引起的空間效應。他們也沒有包括天線方向圖對系統性能的影響。例如，在如圖 14 所示的簡單 MIMO 情形中，Tx0 發射天線具有兩條到達 Rx0 接收天線的信號路徑，即 LOS 和一條多徑。LOS 路徑以離去角 （AoD） θd 1 離開 Tx0，這一角度是相對于陣列視軸測量得到的。陣列視軸定義為天線陣列線的法線 （垂直） 方向，主要用作描述角度方向的參考方向。由于發射機與接收機的陣列視軸方向可能沒有相互指向對方，所以接收信號的到達角度可能有所不同，這一到達角度被定義為到達角 （AoA）。在圖 20 中，LOS 路徑從發射天線 Tx0 到達接收天線 Rx0 的 AoA 為 θa 1。如圖所示，Tx0 與 Rx0 之間多徑的 AoD 和 AoA 分別為 θd 2 和 θa 2。對于連接 Tx1 發射天線和 Rx0 的信號路徑，其 AoD 和 AoA 可能不同于從 Tx0 到 Rx0 的 AoD 和 AoA，具體取決于 Tx0 和 Tx1 天線的空間分離度。如果兩根發射天線彼此非常靠近，則 AoA 與 AoD 非常相似，天線對 （Tx0/Rx0 和 Tx1/Rx0） 之間的衰落可能高度相關。正如前文的討論，發射 — 接收天線對之間的高度相關性會降低 MIMO 和 STC 系統的性能。因此，對于任何 MIMO 信道仿真器而言，包括空間效應以及天線對之間信道相關性的模型是非常重要的。

圖 14. 2x2 MIMO 系統的空間圖表示與發射和接收天線陣列視軸相關的離開角 （AoD） 和到達角 （AoA）。

也可以不在信道仿真器中對每個 AoD 和 AoA 建模，而是通過包括 AoD 和 AoA 擴展 （稱為 “角度擴展”） 來獲得一個改進模型，用于對豐富多徑環境的特性進行仿真。由于接收信號的幅度取決于天線的空間位置，所以角度擴展會導致空間選擇性衰落。當發射機或/和接收機端利用多個天線時，由于天線分離、天線輻射方向以及周圍環境的原因，不同的發射接收天線對可能擁有不同的衰落特性。在圖 21 所示的示例中，由于大多數散射體距離基站天線的位置非常遠，所以典型基站 （BS） 的角度擴展非常窄。與此形成對比的是，移動站 （MS） 在其周圍包括大量本地散射體，因此會導致非常寬的角度擴展。如果基站天線在物理位置上非常靠近，很窄的角度擴展會導致信道之間的高度相關。幸運的是，基站通常擁有足夠的空間使其天線之間的位置足夠遠，從而降低信道相關度。對于具有大角度擴展的移動站，可以將天線放置得彼此非常靠近，但同時能夠保持信道相關程度很低。在移動手持設備中，需要在小型包裝內放置多個天線，對于這種情景，緊湊的天線間隔是理想選擇。圖 15 還給出基站周圍空間角的緊密分組，將其稱之為 “群集” （cluster）。可以使用一個在周圍環繞著角度擴展的平均角度來建立群集模型。這一表示允許將統計 PDF 模型應用于作為角度函數的接收功率。

圖 15. 在多徑環境下作為天線位置函數的角度擴展圖。

角度擴展的特性用角度功率譜 （PAS） 來描述。用 θ 來表示 AoA 或者 AoD，信號的 PAS ― s（t，θ） ― 將平均功率表示為角度的函數。定義

對此分布進行歸一化，以滿足概率密度函數的如下要求

圖 16 給出三個廣泛使用的 PAS 分布模型： 拉普拉斯、高斯和均勻分布模型，信道仿真器支持所有這些模型。PAS 分布通常是根據所需傳播環境進行選擇的，例如，拉普拉斯模型適用于城市和農村區域的戶外傳播。為每個群集分配了一個 PAS 分布，這個 PAS 分布能夠最好地估計無線信道 PAS 的測量值或者建模值。角度 θ0，k 是第 k 個群集的平均到達/離開角。如圖所示，將拉普拉斯和高斯分布截短以平均角 θ0，k 為中心的 2?θk 值。表 3 給出有關 PAS 的均勻模型、高斯模型和拉普拉斯模型的多模態分布函數。

1. K. I. Pedersen、P. E. Mogensen 和 B. H. Fleury， 室外環境下的空間信道特性及其對基站天線系統性能的影響 ， Proc. IEEE 車輛技術會議 （VTC） 1998， 加拿大渥太華， 第 2 期， 第 719-723 頁。

2. L. Schumacher 和 B. Raghothaman， 受多模態截短拉普拉斯 PAS 影響的方向性天線相關系數的閉合表達式， IEEE 無線通信會議記錄， 第 4 冊第 4 期， 2005 年 7 月， 第 1351-1359 頁。

圖 16. 用于建立角度 “群集” 模型的角度功率譜 （PAS） 分布。

表 3. 多模態 PAS 分布函數

上表 3 中所示的 Nc 值是群集數，θ0，k 是第 k 個群集的平均到達/離開角，并推導出常數 Q k 以滿足式 23 中的歸一化要求。高斯分布和拉普拉斯分布中的標準差 σk 稱為角度擴展（AS）。S （θ） 的表達式與分布的截短相關，其中這些函數僅在以平均角度 θ0，k 為中心的有限區間 ［θ0，k - ?θk，θ0，k + ?θk］ 內有定義。將 U （θ） 定義為階躍函數，則將表 3 中的 S （θ） 表達式定義為

表 3 中分布的 “多模態” 概念是指一些條件，這些條件具有多個可解群集，并且可用特定的 PAS 函數建立其空間分布模型。例如，圖 17（a） 給出在較低多徑環境下運行接收機時的測量 PAS。該圖顯示兩個峰值，表示發射機與接收機之間發生兩個大型的多徑信號群集。可用實際分布的最佳擬合，通過 PAS 分布對每個群集近似。對于如圖 17（a） 所示的示例，利用兩個以群集峰值為中心的截短拉普拉斯分布對測量響應進行最佳近似，如圖 17（b） 所示。

圖 17. 使用拉普拉斯分布的測量 PAS （a） 和等效模型 （b）。

使用信道仿真器可以很容易地為 MIMO 信道模型中的每條有效路徑定義發射機與接收機端的群集角度。如圖 18 所示，信道仿真器為所選信道內的每條路徑提供了 AoD、AoA 及相關角度擴展的表格項。在此情形下，信道仿真器在此信道內使用兩種路徑定義，各具有一個唯一的空間分布。

圖 18. 為對無線路徑中的 PAS 效應建模， 而為 AoA、AoD 和相關角度擴展輸入取值的配置表。

“角度功率譜” 只是一種空間特性，它可能引入各個 MIMO 信道之間的相關性。這些由空間引起的信道相關性還可能受到天線方向圖、天線距離和極化的影響。本應用指南的后續部分將對這些主題進行討論，還將討論他們與 MIMO 系統中信道相關性的關系。

天線增益與天線方向圖

天線增益用來衡量天線在特定方向上輻射功率的能力。通常，將天線與一個基準天線的相對數值作為天線增益，其中，通常采用一個在所有方向上均勻輻射功率的各向同性天線作為參考天線。天線方向圖描述輻射功率隨三維空間的變化，通常采用以 φ 和 θ 為參數的球形坐標系。通常，在球形坐標系中進行水平剖面可以得到隨 θ 變化的方位角方向圖。這種二維剖面通常以極坐標形式或者直角坐標形式顯示。天線方向圖通常分為兩類： 全向天線和定向天線。全向天線的增益方向圖在所有方向是均勻的。對于一個垂直放置的偶極子天線 （垂直極化），增益方向圖在方位面上是均勻的，如圖 19 中的極坐標曲線所示。在本示例中，對于 0 （視軸） 至 ±180° 范圍內的任何角度，方位角增益為常數。在移動應用中優先選擇一種全向天線，這樣用戶就不再需要為了獲得最佳 SNR 性能而放置或者 “指向” 天線。與此對照，定向天線在視軸方向的增益更高一些，這是因為在該方向上聚集了更多的輻射功率。圖 19 還給出了一種典型定向天線的增益方向圖。如圖所示，定向天線在視軸方向上的增益要高于全向天線。定向天線通常被用在基站中，以便將基站周圍的區域分成幾個扇區，從而提高覆蓋率和降低系統內干擾。

圖 19. 全向天線、方向性天線的典型增益方向圖。

通常，會根據最大場強對天線方向圖進行歸一化，以便將所顯示的峰值設置為 0 dB。半功率或者 3 dB 波束寬度 θ3dB‘ 定義了其增益相對于峰值降低 3 dB 的角度。對于三扇區基站天線來說，3 dB 天線波束寬度通常為 70°。對于六扇區基站天線來說，3 dB 天線波束寬寬通常為 35°。在許多蜂窩標準中，經過分區的增益方向圖被定義為

其中，將 θ 定義為信號方向與天線視軸之間的角度。將 βm 的值定義為最大衰減值，α 為常數。對于 3GPP 標準1 來說，α 被設置為 12 dB。對于三扇區天線來說，θ3dB = 70° 和 βm = 20 dB，在圖 26 中給出了增益方向圖在直角坐標系中隨 θ 變化的曲線。對于六扇區天線來說，θ3dB = 35° 和 βm = 20 dB，天線方向圖也在圖 20 中給出。

圖 20. 3 扇區、6 扇區蜂窩天線的增益方向圖隨方位角的變化曲線。

天線間隔

可以證明： 發射機和/或接收機端的天線間隔與整體空間相關性具有很強的關系。當天線間隔減小時，信道之間的相關性將會增大。在極端情形下，如果兩個發射天線的放置方式使它們具有相同極化，則可以預期它們到達單一接收天線的信道特征可能是相同的。因此，為了使 MIMO 系統能夠很好地工作，很重要的一點是對天線位置進行優化，以降低信道之間的相關性。例如，圖 21 給出兩個垂直放置的偶極子天線，其間隔距離為 d。通常，在傳統的相控陣應用中，天線間隔大約為 λ/2，利用這一間隔來提高復合陣列的增益。在 MIMO 應用中，對于天線間隔的要求不是為了獲得高陣列增益，而是為了獲得低信道之間的相關性。在此情形下，天線間隔可能遠大于 λ/2，唯一的限制就是為了分隔各個單元所需要的區域空間。例如，由于手持設備中的空間有限，移動設備可能選擇 λ/2 間隔，而基站中采用的天線間隔可能等于或大于 4λ。

圖 21. 陣元間隔等于 “d” 的偶極子天線布置方式。
責任編輯:pj