無論是為新IC設(shè)計(jì)電路，還是為具有分立組件的PCB布局設(shè)計(jì)電路，設(shè)計(jì)中的導(dǎo)體組之間都將存在耦合電容。您永遠(yuǎn)無法真正消除直流電阻，銅粗糙度，互感和互電容等寄生現(xiàn)象。但是，通過正確的設(shè)計(jì)選擇，您可以將這些影響減小到不會引起過多串?dāng)_或信號失真的程度。

耦合電感很容易發(fā)現(xiàn)，因?yàn)樗詢煞N主要方式出現(xiàn)：

兩個(gè)不垂直延伸且參考接地平面的網(wǎng)絡(luò)可能具有彼此面對的環(huán)路（互感）。

提供返回電流路徑的每個(gè)平面在其參考網(wǎng)絡(luò)中將具有一些耦合電感（自感）。

由于耦合電容無處不在，因此很難確定。每當(dāng)將導(dǎo)體放置在PCB或IC布局中時(shí)，它們都會具有一定的電容。這兩個(gè)導(dǎo)體之間的電勢差使它們像典型的電容器一樣進(jìn)行充電和放電。這會導(dǎo)致位移電流從負(fù)載分量轉(zhuǎn)移出去，并導(dǎo)致信號在高頻下在網(wǎng)之間交叉（即串?dāng)_）。

使用正確的電路模擬器工具集，您可以對LTI電路中的耦合電容如何影響時(shí)域和頻域中的信號行為進(jìn)行建模。一旦設(shè)計(jì)好布局，就可以從阻抗和傳播延遲測量中提取耦合電容。通過比較結(jié)果，可以確定是否需要更改布局，以防止網(wǎng)絡(luò)之間發(fā)生不必要的信號耦合。

電路圖未明確考慮電路中導(dǎo)體之間的任何耦合電容。這是因?yàn)轳詈想娙萑Q于以下方面：

幾何。導(dǎo)體之間的距離，其橫截面積以及布局中彼此面對的區(qū)域的大小將決定電路的電容。

介電常數(shù)。分隔導(dǎo)體的電介質(zhì)具有較高的介電常數(shù)，并且耦合電容與介電常數(shù)成正比。

寄生之間的耦合。單個(gè)導(dǎo)體可以具有多個(gè)網(wǎng)絡(luò)的耦合電容。這些電容與其他寄生電容和電感結(jié)合在一起以產(chǎn)生復(fù)雜的耦合，這可能是頻率的復(fù)雜函數(shù)。

由于耦合可能是頻率的復(fù)雜函數(shù)，因此返回路徑和串?dāng)_信號可能會產(chǎn)生結(jié)果，其頻率也與源信號不同。這是由于設(shè)計(jì)電路，耦合電容和任何其他寄生效應(yīng)（直流電阻和寄生電感）形成的等效網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)。

要檢查寄生效應(yīng)如何影響您的電路板，需要使用布局前和布局后仿真工具。布局前模擬要靈活得多，但是由于尚未創(chuàng)建布局，因此它們不能考慮布局中的幾何形狀。相比之下，正確的數(shù)字化布局后仿真工具集將幾乎精確地說明寄生現(xiàn)象，但要查明布局中能產(chǎn)生最強(qiáng)耦合的確切部分卻很困難。此外，如果不更改布局，就無法瀏覽不同的耦合電容或電感值來找到可接受的寄生耦合電平。

耦合電容建模工具

因?yàn)橹钡讲季滞瓿桑季种械鸟詈想娙莶攀俏粗模虼碎_始對耦合電容進(jìn)行建模的位置在原理圖中。這可以通過在關(guān)鍵位置添加一個(gè)電容器來建模組件中特定的耦合效應(yīng)來完成。這允許根據(jù)電容器的放置位置對耦合電容進(jìn)行現(xiàn)象學(xué)建模：

輸入/輸出電容。實(shí)際電路（IC）中的輸入和輸出引腳會由于引腳和接地層之間的隔離而具有一定的電容。對于小型SMD組件，這些電容值通常約為10 pF。這是在布局前仿真中要檢查的主要點(diǎn)之一。

網(wǎng)之間的電容。在兩個(gè)承載輸入信號的網(wǎng)絡(luò)之間放置一個(gè)電容器將對網(wǎng)絡(luò)之間的串?dāng)_建模。通過可視化受害者和攻擊者網(wǎng)絡(luò)，您可以看到打開攻擊者的方式如何在受害者上引發(fā)信號。由于這些電容非常小，并且串?dāng)_還取決于互感，因此通常僅在布局后執(zhí)行串?dāng)_仿真才能獲得最高的精度。

將電容走線回到接地層。即使走線很短，它相對于接地層仍將具有寄生電容，這會導(dǎo)致短傳輸線上的諧振。

示例：BJT輸入引腳處的耦合電容

例如，讓我們看一下使用PSpice中的瞬態(tài)分析的BJT晶體管的輸入引腳與其參考平面之間的耦合。下圖顯示了一個(gè)示例電路，其中包括對短傳輸線上的寄生進(jìn)行建模的電路。短線上的電感器和電容器（分別為L1和C1）以及電阻器模擬輸出端帶有一定電阻的短傳輸線行為。該系統(tǒng)中的源是范圍為0至5 V的脈沖源，其上升/下降時(shí)間為2 ns，重復(fù)頻率為100 ns（10 MHz）。晶體管Q1是40237 NPN晶體管。

放置電容器C2以模擬Q1輸入端的pi電容。一個(gè)更準(zhǔn)確的模型將包括連接到基極的引腳封裝電感，但目前我們將重點(diǎn)放在將電容耦合回接地平面上。

耦合電容仿真示意圖

為了檢查輸入耦合電容如何影響信號行為并可能導(dǎo)致失真，將電容器的值定義為全局參數(shù)CAP2。這是通過打開組件屬性對話框并將組件值設(shè)置為{CAP2}來定義的。需要使用PSpice中“放置零件”菜單中的“ PARAMS”零件將全局參數(shù)放置在原理圖上。在下圖中，我為C2 定義了從10到110 pF 的參數(shù)掃描范圍（增量為20 pF）。總共給出6條曲線，每個(gè)C2值一條。

在PSpice中定義參數(shù)掃描范圍

現(xiàn)在已經(jīng)定義了耦合電容范圍，是時(shí)候運(yùn)行仿真并檢查耦合電容如何影響信號行為了。

時(shí)域和頻域結(jié)果

下圖顯示了10 MHz脈沖流中第一個(gè)脈沖的發(fā)射極電壓的放大圖。由于這條短傳輸線上的共振，我們可以看到明顯的振鈴。當(dāng)耦合電容較小（綠色曲線，C2 = 10 pF）時(shí)，振鈴最大，但隨著耦合電容增加（紫色曲線，C2 = 110 pF），振鈴變小。

參數(shù)掃描產(chǎn)生時(shí)域

耦合電容的作用是將信號帶寬中的高頻分量作為位移電流分流到地平面。這可以在頻域結(jié)果中很好地看到，該結(jié)果是通過傅立葉變換計(jì)算的。

參數(shù)掃描產(chǎn)生頻域

在信號帶寬的高頻端（?120 MHz或更高），當(dāng)耦合電容較大時(shí)，這些頻率的峰值電平會降低。實(shí)際上，Q1和C2就像具有高截止頻率的低通濾波器一樣。請注意，這些信號的拐點(diǎn)頻率約為175 MHz，約占總信號功率的75％。我們可以看到，耦合電容開始引起低于該頻率的濾波，從而導(dǎo)致信號失真。

添加源阻抗匹配

盡管隨著耦合電容的增加，振鈴會略有減少，但新型IC往往具有較小的功能，從而具有較小的耦合電容。在這種情況下，這是有問題的，因?yàn)樗矐B(tài)響應(yīng)導(dǎo)致振幅更大的無阻尼振蕩。這凸顯了該電路設(shè)計(jì)中源極終端的需求。如果我們將源的輸出阻抗匹配到?50 Ohms，則可以預(yù)期瞬態(tài)響應(yīng)具有較低的幅度，并且可能會出現(xiàn)臨界阻尼或過阻尼的振蕩。

下圖顯示了一個(gè)50歐姆電阻與脈沖電壓源（V1）串聯(lián)以提供源端接的瞬態(tài)分析結(jié)果。這顯著抑制了上升沿的振蕩，并使瞬態(tài)響應(yīng)受到嚴(yán)重抑制。在下降沿，仍然存在一些下沖。

參數(shù)掃描導(dǎo)致時(shí)域帶有源終止

根據(jù)傳輸線的電路原理，將產(chǎn)生臨界阻尼的源端接電阻是（線路+負(fù)載電路）網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗的兩倍。端接所需的確切電阻將取決于耦合電容的值。從設(shè)計(jì)的角度來看，您應(yīng)該嘗試在布局中找到一個(gè)可以容納一定范圍內(nèi)耦合電容值的源電阻，以幫助抑制由于該電路中的瞬態(tài)響應(yīng)而引起的過沖/下沖。

此設(shè)計(jì)中耦合電容可能突出的其他地方包括：

脈沖驅(qū)動器的輸出（接地）。

晶體管的輸出（接地）。

在晶體管輸出和電源引腳之間。

上面的前兩點(diǎn)結(jié)合起來可以增加互連的電容，從而稍微降低其阻抗。根據(jù)電路理論，這與增加晶體管的輸入電容時(shí)一樣，使瞬態(tài)響應(yīng)更接近臨界阻尼或更深，成為過度阻尼。在長傳輸線上，需要將負(fù)載阻抗與線路阻抗分開考慮，并且我們需要查看電路反射以確定耦合電容引起的信號行為。
編輯：hfy