01功率因素校正（PFC）

傳統的AC-DC變換器和開關電源，其輸入電路普遍采用了全橋二極管整流，輸出端直接接到大電容濾波器。

雖然不可控整流器電路簡單可靠，但它們產生高峰值電流，使輸入端電流波形發生畸變，使交流電網一側的功率因素下降到0.5~0.65，無功損耗過大。 因此我們必須引入功率因素較正。 （1）功率因數的定義

功率因素校正PFC是十幾年電源技術進步的重大領域，它的基本原理是：

（2）兩種主要的功率因素校正的方法

1)無源PFC技術 2)有源PFC技術 （3）單管功率因素校正變換器的概念 只用一個主開關管，可使功率因數校正到0.8以上，并使輸出直流電壓可調，這種拓撲結構稱為單管單級PFC變換器。 （4）單管功率因素校正變換器的電路類型 Buck Boost Boost-Buck Zeta Cuk Sepic

02基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法

（1）功率因素校正（PFC） 基于Boost電路的PFC變換器的提出

Boost用于PFC的優勢： 1.Boost可工作在三種模態CCM,BCM,DCM； 2.儲能電感又是濾波器，可抑制電磁干擾EMI和射頻干擾RFI 電流波形失真小； 3.輸出功率大； 4.共源極可簡化驅動電路等優點 。

（2）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法——DCM ① DCM

假定在穩態條件下，在一個開關周期內，MOS管的導通時間為Ton，輸入電壓為Ui，電感電流為i，電感電流峰值為imax，電感量為L，電感電流達到峰值時，對應的輸入電壓為。則在MOS管導通期間，有：

如果輸入周期內各開關周期的占空比近似不變時，電感電流的峰值與輸入電壓成正比。因此，輸入電流波形自然跟隨輸入電壓波形，電路不需要電流控制環即可實現PFC功能。

② DCM的關鍵 要想保證電路在一定電壓范圍內處于斷續模式，關鍵是電感量的設計，下面給出電感量設計的最終公式：

d1其中為MOS管導通占空比，d2為續流二極管導通占空比，L為電感量，fs為開關頻率，Po為輸出功率，mmin為Vo/Vin。

要保證電感電流斷續，必須滿足d1+d2<1； 隨著mmin=Vo/Vin的增加，d1+d2先減小后增大； 因此在輸入電壓較小與較大時均會使電感電流趨于連續通常在斷續模式下的電感量設計中按最低輸入電壓時確參數。

（3）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法——BCM

BCM

一般采用變頻控制，在固定功率開關管開啟時間的條件下，調整開關管的關斷時間，使電感始終處于臨界導電模式，可獲得單位功率因數，適用于中小功率場合。開關頻率不固定（變頻），功率管導通時間固定。

（4）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法——CCM ① 概述

通常情況下，電感電流連續時的控制電路都需要有一個模擬乘法器和電流檢測環路，與輸出電壓的反饋信號一起調制功率開關管的控制信號，其中模擬乘法器的精度將影響PF值和輸入電流諧波含量THD。示意圖如下：

② CCM狀態下控制方式

1. 峰值電流控制； 2. 平均電流控制； 3.滯環控制； 4. 單周期控制。

③ CCM

電感電流連續時可以選擇多種控制方法，如：峰值電流控制、滯環電流控制、平均電流控制和單周期控制等，適用于大功率場合，開關頻率可以恒定（如平均電流控制等（定頻）），也可以變化（如滯環控制（變頻））。

（5）基于Boost電路的PFC變換器及其控制方法-總結

① DCM

輸入電流自動跟蹤輸入電壓，控制簡單，僅需一個電壓環，成本低，電感量小，主管ZCS，續流管無反向恢復問題,定頻工作，適合小功率用電設備。

② BCM

輸入電流自動跟蹤輸入電壓，電感量小，一般采用變頻控制，在固定功率開關管開啟時間的條件下，調整開關管的關斷時間，使電感始終處于臨界導電模式，可獲得單位功率因數，但是濾波器設計困難，適用于中小功率場合。

③ CCM

常用的有電流峰值控制法、電流滯環控制法或平均電流控制法，可以定頻，也可以變頻，高功率因素，要用到乘法器，控制相對復雜，成本高。適用于大功率場合。

（6）PFC控制方法——CCM-Peak Current Control ① 峰值電流控制

峰值電流控制的原理框圖如下:

?當電感電流達到電流基準以前，開關一直處于導通的狀態； ?電流基準是由全波整流電壓的采樣值與電壓環誤差放大器的輸出乘積決定的，一旦當電感電流達到電流基準，經比較器輸出一關斷信號，使開關管截止； ?以后由定頻時鐘再次開通開關，如此進行周期性變化； ?電感電流的峰值包絡線跟蹤整流電壓Vdc的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦波。

小結：

峰值電流控制的優點是實現容易，缺點是當交 流 電 網電壓從零變化到峰值時，其占空比由最大值(通常為95%)變化到最小值(峰值電網電壓附近)。在占空比>50%時，電流環會產生次諧波振蕩現象，這種現象常出現在恒頻PWM DC/DC變換器中，因此，這個電路中也會發生這種現象。為了克 服 這一現象，必須在比較器的輸人端加一斜坡補償函數，但有時即使斜坡補償后仍然不太理想。

② 平均電流控制

平均電流控制的原理框圖入下：

平均電流控制的優點： 電流環有較高的增益帶寬； 跟蹤誤差??； 瞬態特性較好； THD(<5%)和EMI小； 對噪聲不敏感； 開關頻率固定適用于大功率應用場合，是目前PFC中應用最多的一種控制方式。 ? ③ 滯環電流控制

滯環電流控制的原理框圖如下：

電壓外環的作用是為滯環控制單元提供瞬時電流參考信號，作為滯環邏輯控制器的輸入。

所檢測的輸入電壓經分壓后，產生兩個基準電流：上限值與下限值。

當電感電流達基準下限值時，開關管導通，電感電流上升，當電感電流達基準上限值時，開關管關斷，電感電流下降。

電流滯環寬度決定了電流紋波大小，開關頻率由環寬決定（變頻）。

優點： 電流環帶寬高； 具有很強且具有很強的魯棒性和快速動態響應能力； 電流跟蹤誤差??； 硬件實現容易。

缺點： 負載大小對開關頻率影響較大； 不利于設計輸出濾波器的優化設計目前，關于滯環電流控制的改進方案研究還很活躍，目的在于實現恒頻控制（通過實時的改變環寬），將其他控制方法與滯環電流控制相結合是發展方向之一。

④ 單周期控制

單周期控制是一種新型的非線性控制策略，首先用于BUCK變換器。

在輸入或輸出跳變時，單周期控制可以在一個開關周期實現控制目標，較大提高系統的動態性能進而擴展到各種應用場合，如功率因數校正、有源濾波、整流器等。

單周期控制是一種不需要乘法器的控制方法，取而代之的是一個復位積分器，如上圖所示。其中時間常數RC等于RS觸發器的Clock時鐘周期，因此有如下關系：

? d為積分時間占空比。

功率因素校正的目的是使輸入電流跟蹤輸入電壓，變化器等效電阻為線性，有：

若輸出濾波電容夠大，輸出電壓Uo可視為恒定值，在一個開關周期內可看出Um也可視為定值。 因此由(4)可以看出，Boost輸入電流與輸入電壓成比例，從而達到電流跟蹤電壓的目的。

一個開關周期內，Boost變換器輸出電壓與輸入電壓關系為：

如果U1＝Um，U2＝Um-RsiL，即可用控制電路實現控制目標！

單周期控制電路如下圖所示：

復位積分器如圖所示：

優點： 單周控制能優化系統響應； 減小畸變和抑制電源干擾； 反應快； 開關頻率恒定； 魯棒性強； 易于實現； 抗電源干擾控制電路簡單；

（7）PFC控制方法——CCM-總結CCM 模式下控制策略總結：

① 峰值電流控制：優點是實現容易，缺點是當交 流 電 網電壓從零變化到峰值時，占空比變化太大。在占空比>50%時，電流環會產生次諧波振蕩現象。

② 平均電流控制：優點是電流環有較高的增益帶寬、跟蹤誤差小、瞬態特性較好、THD(<5%)和EMI小、對噪聲不敏感、開關頻率固定、適用于大功率應用場合，其缺點是參考電流與實際電流的誤差隨著占空比的變化而變化，從而可能會產生低次電流諧波。

③ 滯環電流控制：優點是電流環帶寬高，具有很強且具有很強的魯棒性和快速動態響應能力，電流跟蹤誤差小，硬件實現容易。其缺點負載大小對開關頻率影響較大，不利于設計輸出濾波器的優化設計。

④ 單周控制：能優化系統響應、減小畸變和抑制電源干擾，有反應快、開關頻率恒定、魯棒性強、易于實現、抗電源干擾、控制電路簡單等優點。

諧波污染的治理主要途徑： 無源電力濾波器（PPF） 有源電力濾波器（APF） 有源功率因數校正器（APFC）基于boost的PFC DCM BCM CCM 平均電流控制 峰值電流控制 滯環控制 單周期控制

03PFC典型芯片UC3854介紹

（1）PFC典型芯片UC3854介紹-概述

1994年底UC公司推出了UC3854。

隨著Unitrode，Motorola，Silicon，Siemens等公司相繼推出了各種有源功率因數校正芯片，如UC3852、UC3854,3854AB、UC3855、MC34261、ML4812、ML4821、TDA4814等 ,單相有源功率因數校正技術發展很快。

UC3854為電源提供有源功率因素校正，它能按正弦的電網電壓來牽制非正弦的電流變化，該器件能最佳的利用供電電流使電網電流失真減到最小，執行所有PFC的功能。

（2）PFC典型芯片UC3854介紹-各引腳功能

UC3854各引腳功能： 引腳1(Gnd)：所有的電壓測量都以Gnd腳的地電平為參考基準. 引腳2(PKLMT):峰值電流限制腳. 引腳3(CAOut):電流誤差放大器輸出腳. 引腳4(Isense):電流誤差放大器反向輸入端 引腳5(MultOut):乘法器輸出端和電流誤差放大器正向輸入端. 引腳6(Iac):交流電流輸入端. 引腳7(VAOut):電壓放大器輸出.引腳8(Vrms):電網電壓有效值端. 引腳9(Vref):電壓基準輸出端. 引腳10(ENA):使能控制端. 引腳11(Vsense):電壓放大器的反向輸入端. 引腳12(Rset):振蕩器充電電流和乘法器電流限制設置端 引腳13(SS):軟啟動端. 引腳14(Ct):振蕩器電容器設置端. 引腳15(Vcc):正極性電源電壓. 引腳16(GTDrv):柵極驅動.

（3）PFC典型芯片UC3854介紹-構成 電壓誤差放大器 電網預置器（前饋電壓） 模擬乘法器 電流誤差放大器 三角波振蕩器 PWM比較器 RS觸發器 與MOSFET兼容的柵極驅動器 7.5V參考電壓 欠壓比較器 過流比較器軟啟動邏輯

（4）PFC典型芯片UC3854介紹-內部結構

（5）PFC典型芯片UC3854介紹-性能

UC3854的主要性能為： 適用于Boost型電路 適用于CCM工作模式 平均電流控制 開關頻率恒定，最高為200kHz 最大占空比為95%， 單信號輸出 輸出驅動電壓14.5V，輸出驅動電流1A 軟起動 輸入電源欠壓保護 輸出過載保護功能

（6）UC3854的設計特點

1）控制功率因素達到0.99 2）限制電網電流失真<5% 3）適用于全球電網電壓（80~270AC) 4）前饋電網電壓調節、低噪聲、高靈敏度 5）平均電流模式控制 6）低啟動電源電流，精密電壓基準 7）固定頻率脈寬調制(PWM) 8）低失調模擬乘法器 9)?? 1A柵極驅動器

（7）PFC典型芯片UC3854介紹-工作條件

UC3854的極限工作條件

（8）PFC典型芯片UC3854介紹-功率級的應用范圍 升壓型PFC功率因素校正器的控制電路，幾乎不隨變換器的功率大小而變。

一般500W的PFC與一個50W的PFC控制電路基本相同，不同之處僅在功率電路，但控制電路設計步驟基本相同。

（9）基于Boost電路的PFC變換器設計實例

1.設計指標

輸入電壓：80VAC~270VAC 輸入頻率：45Hz~65Hz 輸出直流電壓：400VDC 輸出功率：250W 功率因數：＞98% 輸入電流THD: <5%

2.開關頻率

通常開關頻率可以任意選擇，但必須夠高，使功率電路小型化、減少失真并保持高的變換效率。在多數應用中，20~300kHz的開關頻率范圍是可接受的折中方案。作為體積和效率的折中，本例采用100kHz的開關頻率。此外，電感值要合理的取小一些，使畸變尖峰保持在最小范圍內，電感的體積也盡可能的小，由二極管引起的損耗不能過大。

3.電感的選擇

電感值決定了，輸入端高頻紋波電流總量，可按給出的紋波電流值△I來選擇電感值。

電感值的確定從輸入正弦電流的峰值開始，而最大的峰值電流出現在最小電網電壓的峰值處：

由上式可知，在此范例中，功率為250W,最小電網電壓為80V，此時最大峰值電流為4.42A. 電感中的峰-峰值紋波電流，通常選擇在最大峰值電流的20%左右，在此例中,最大峰值電流為4.42A,故峰-峰值紋波電流取△I =900mA.

Vin=1.414×80=113.12V, fs=100kHz

根據此處電壓和和開關頻率的占空比來選擇：

由上式可得L=0.89mH,取整為1mH.

4.輸出電容

涉及輸出電容的選擇因素有開關頻率紋波電流、2次紋波電流、直流輸出電壓、輸出紋波電壓和維持時間。流過輸出電容的總電流，是開關頻率的紋波電流的有效值和線路電流的2次諧波，通常選擇大電解電容作為輸出電容，其等效串聯電阻（ESR）隨頻率的變化而變化（低頻時一般很大）。通常電容所能控制的電流總量還取決于溫升。溫升的確切值一般不用計算出，只要計算出由于高頻紋波電流和低頻紋波電流所引起的溫升之和就夠了。電容的datasheet會提供必要的ESR和溫升值。 在此例中，電容的選擇還是主要考慮維持時間。維持時間是在電源關閉以后，輸出電壓仍然能保持在規定范圍內的時間長度，其典型值為15~50ms.在250W、DC400輸出的離線電源中，其維持時間對電容值的要求每瓦輸出為1~2uF（經驗值）.另可根據以下公式確定（能量守恒）：

式中，Pout=250W, △t=64ms,Vo（min）=300V,可計算得Co=457uF,這里我們選用450V 450uF的電解電容。

5.開關管和二極管

開關管和二極管必須能充分確保電路可靠的工作。一般來說，開關管的額定電流必須至少要大于電感電流的峰值，額定電壓至少大于輸出電壓，對二極管的要求也是一樣的。二極管必須速率很快，以減少開關損耗（電感電流連續,存在反向恢復問題）。

此例中，二極管必須是快速高壓型的，反向恢復時間為35ns,600V 的擊穿電壓，8A的正向額定電流。功率MOSFET為500V擊穿電壓，23A的額定直流電流。此例的開關損耗主要是由二極管的反向恢復電流引起的。

二極管關斷和開關管開通時的電流電壓實驗波形

6.電感電流檢測

兩種常用的檢測電流的方法: （1）在變換器到地之間使用一檢測電阻. （2）使用電流互感器.

在此例中，運用電流檢測電阻來檢測電流（如上圖頁圖所示），此電阻值產生的信號夠大以不受噪聲干擾，同時小到以不至于產生過大的能量損失。壓降為1V左右的檢測電阻是一個不錯的選擇，這里選擇0.25歐姆的電阻做為Rs，在最壞情況下，5.6A的峰值電流將會產生最大1.4V的壓降.

7.峰值電流限制

UC3854的峰值限制功能，在電感電流的瞬時值電流超過最大值，即2管腳低于地電平時被激活，將開關斷開。電流限制值有基準電壓除以電流檢測電阻的分壓來設置：

8.前饋電壓信號

VFF是輸入到平方器電路的電壓，UC3854平方器電路通常在1.4~4.5V的范圍內工作。UC3854內有一個鉗位電路，即使輸入超過該值，都將前饋電壓VFF的有效值限制在4.5V。前饋輸入電壓分壓器有3個電阻RFF1、RFF2、RFF3，及兩個電容CFF1、CFF2。因此它能進行兩級濾波并提供分壓輸出。分壓器和電容形成一個二階低通濾波器，所以其直流輸出是和正弦半波的平均值成正比的。平均值是正弦半波有效值的90%，如過交流電網的有效值是270V，其平均值是243V,而峰值是382V.

前饋電壓VFF分壓器有兩個直流條件需要滿足。在高輸入電網電壓下，前饋電壓應不高于4.5V，當達到或超過此值時，前饋電壓被鉗制而失去前饋功能。在低輸入電網電壓時，應設置分壓器使前饋電壓等于1.414V， 如果VFF不到1.414V，內部限流器將使乘法器輸出保持恒定。

在本例中，分壓電阻RFF1是910kΩ，RFF2是91kΩ，RFF3是20kΩ。當輸入電壓是AC270V 時，直流平均值是243V，此時VFF的最大值將是4.76V，當輸入電壓是AC80時，直流平均值為72V，此時VFF是1.41V.

9.乘法器的設置

乘法器、除法器是功率因素校正器的核心。乘法器的輸出調節電流環用以控制輸入電流功率因素提高。因此此乘法器的輸出是個表達輸入電流的信號。

與多數從輸出開始到輸入的設計任務不同，乘法器電路的設計必須從輸入端開始。乘法器有三個輸入端：調節電流端IAC（腳6）、來自輸入 的前饋電壓端VFF（腳8）、電壓誤差放大的輸出端VVEA（腳7）。乘法器的輸出是電流信號Imo（腳5）：

式中，Km=1是個常數,IAC是整流后的輸入電流，VVEA是電壓誤差放大器輸出，VFF是前饋電壓。

10.乘法器輸入電流

乘法器的輸入電流來自經RVAC的輸入電壓，乘法器在較高電流下有較好的線性度，但推薦的最大電流是0.6mA。在高網電壓時，峰值電壓是382V,腳6上的電壓是6V，RVAC用620KΩ的電阻值得到最大的值是0.6mA.因為引腳6上的電壓是6.0V,為使電路正常工作，在輸入波形VIN=0處，需要一個偏置電流。在基準電壓VREF和腳6之間接1個電阻Rb1，IAC就能提供最小偏置電流，Rb1=RVAC/4,Rb1其值取150KΩ。

11.乘法器輸出電流

乘法器的最大輸入電流Imo，出現在低電網線路輸入正弦波的峰值處。

由上可得，Imo的最大值為365uA.Imo不會大于兩倍的IAC.

12.乘法器輸出電流

電流Iset是乘法器輸出電流的另一個限制點。Imo不能大于3.75/RSET對于本例電路可得到最大值RSET=10.27KΩ，因此可選10KΩ。

13.乘法器輸出電流

為了形成電流環的反饋回路，乘法器的輸出電流Imo必須與一個正比與電感電流的電流相加，形成負反饋。接在乘法器輸出和電流檢測電阻的電阻Rmo執行這一功能，它使乘法器的輸出端成為電感電流和基準電流的求和結點。 ? 在此例中，存在著以上的一個約束方程，電感電流的峰值電流被限定在5.6A，電流檢測電阻是0.25Ω，所以檢測電阻上的峰值電壓是1.4V。乘法器最大輸出電流是365uA，所以合成電阻Rmo應該是3.84KΩ，可選3.9KΩ。

14.振蕩器頻率

振蕩器的頻率由電容CT和電阻RSET來設定，RSET已知為10KΩ，開關頻率fs要設定為100kHz，電容即由下式決定：

所以CT為0.00125uF。

15.電流誤差放大器的補償

(1)計算電感電流下降時在檢測電阻兩端所造成的壓降，再除以開關頻率，方程為：

Δvrs =(400×0.25)/(0.001×10,000) =1.0V

此電壓必須等于 Vs的峰-峰值，即定時器電容上的電壓5.2V。

誤差放大器的增益為：

? (2)反饋電阻，設Rci=Rmo=3.9KΩ

Rcz=GcaRci=5.2×3.9=20KΩ

(3)電流環穿越頻率：

(4)選Ccz，選擇45°相位范圍，在環路穿越頻率處設置零點。

取620pF

(5)選擇Ccp，極點必須在fs/2上，

取62pF

16.電壓誤差放大器的補償

THD為5％，選3%的3次諧波交流輸入作為規范值。1.5%分配做Vff輸入，0.75%到輸出紋波電壓，或1.5%到Vvac。留下0.75%分配到各種非線性器件

(1)輸出紋波電壓：輸出紋波電壓由下式決定，式中 fr是2次諧波的頻率：

（2）放大器增益的設置：Vo(pk)必須減少到電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓，這就是要設置誤差放大器在2次諧波頻率點上的增益，公式如下：

對于UC3854,△Vvao為5-1=4V,例中

? （3）反饋網絡的數值：取Rvi為511

取0.047uF

（4）設置分壓電阻：

取10KΩ

（5）極點頻率:

升壓級增益為：

它包括乘法器、分壓器和平方器在內；Xco是輸出電容的阻抗。 在放大器的響應的極點上，誤差放大器增益由下式給出：

? 總的電壓環增益為Gbst和Gva的乘積，由下式給出：

Xco和Xcf兩項都和頻率有關，該函數有2次方的斜率（-40dB/10倍頻程）。

為求出截止頻率，設Gv=1,求解fvi，Xco安排在1/（2πfCo），Xcf安排在1/（2πfCvf）1/（2πfCo）

Rvf的值等于Cvf在fvi的阻抗，

可選用174KΩ

17.前饋電壓濾波電容

這些電容確定了交流輸入電流上Vff分配的3次諧波失真，并確定所需衰減的總量。整流后的電網電壓2次諧波含量是 66.2%。THD是允許的總諧波失真百分比。

用兩個等式連解極點，求出極點頻率，fr是2次諧波的紋波頻率。

選擇Cff1和Cff2：

（10）UC3854的仿真電路

（11）UC3854的仿真波形

電流誤差放大器輸出及載波波形

電感電流及驅動波形

輸入電流波形及頻譜分析

UC3854的實驗波形

（12）UC3854平均電流控制的小結

這種控制方式的優點是： 1 恒頻控制。 2 工作在電感電流連續狀態，開關管電流有效值小、EMI濾波器體積小。 3 能抑制開關噪聲。 4 輸入電流波形失真小。

主要缺點是： 1 控制電路復雜。 2 需用乘法器和除法器。 3 需檢測電感電流。 4 需電流控制環路。

責任編輯：lq