超聲探傷儀已經(jīng)在機械零件內(nèi)部缺陷的檢測領域發(fā)揮巨大作用。其原理是電壓激勵超聲換能器向零件中發(fā)射超聲波，被缺陷反射的超聲波回到換能器，轉(zhuǎn)化成電壓，該電壓經(jīng)信號放大電路放大后顯示出來，從而傳遞出零件內(nèi)部缺陷的信息。由于缺陷反射波電壓從幾毫伏至幾百毫伏不等，故信號放大電路必須有按需調(diào)整放大倍數(shù)的能力。根據(jù)《A型脈沖反射式超聲探傷儀通用技術條件（JB/T10061—1999）》，超聲探傷儀的增益調(diào)整范圍至少達到60dB。因此本文設計一種以集成運算放大器AD603為核心，輔以高速運算放大器AD8041的超聲探傷儀信號放大電路。

1.電路設計

1.1電路整體結構

信號放大電路整體結構如圖1所示，由兩片AD603級聯(lián)，每片之前采用AD8041構成的反相比例放大器進行阻抗匹配。

圖1 信號放大電路整體結構

AD603采用并聯(lián)控制方式，即兩片的控制電壓始終保持一致，故總體增益是單片AD603增益的兩倍。圖中，“恒定參考電壓”由電壓基準芯片產(chǎn)生，“DA模擬控制電壓”是由數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片產(chǎn)生的可控直流電壓。AD8041有一個芯片使能引腳，使用一個片選信號進行控制，可以決定芯片是否工作。這一功能在多通道信號放大電路輪流工作時將發(fā)揮作用。

1.2增益控制原理

AD603是一種集成運算放大器，圖2為其內(nèi)部結構簡圖。3號引腳VINP為信號輸入端，7號引腳VOUT為信號輸出端。通過改變1號引腳GPOS和2號引腳GNEG之間的電壓差，可以控制接入電路的梯形網(wǎng)絡范圍，從而控制芯片增益。具體設計中，“恒定參考電壓”供給2號引腳GNEG，“DA模擬控制電壓”供給1號引腳GPOS。設計采用5、7號引腳直接短接的方式，獲得單片AD603增益調(diào)整范圍一1ldB至+31dB，共計42dB。因此，放大電路整體的增益調(diào)整范圍為84dB。

圖2 AD603內(nèi)部結構簡圖

增益計算公式是：

Gain（dB）=40VG（dB/V）+10（dB）

其中，VG為引腳GPOS和GNEG之間的電壓差（單位V）。由于GNEG等于“恒定參考電壓”，保持不變，故調(diào)整“DA模擬控制電壓”，就可以改變VG，從而控制增益。

1.3AD8041阻抗匹配

根據(jù)AD603數(shù)據(jù)手冊，必須在負載電阻大于500Ω時，AD603輸出電壓才能達到峰值±3V;其輸入電阻典型值為100Ω。因此，如果兩片AD603直接級聯(lián)，會由于后級的輸入阻抗過小而造成前級的增益低于預期。另外，如果反射波電壓信號直接輸入AD603，也會由于輸入阻抗過小而造成信號失真。

為解決這一問題，設計采用高速運算放大器AD8041搭建反相比例放大電路（如圖3所示）起到阻抗匹配的作用。

圖3 AD8041反比例放大電路

反相比例放大電路輸入電阻公式為：

其中，Ri為運放的開環(huán)輸入電阻，根據(jù)AD8041數(shù)據(jù)手冊，Ri=160kΩ;A0為其開環(huán)放大系數(shù)，在超聲波頻率（2.5MHz）時A0=35dB，即56.23倍（根據(jù)AD8041開環(huán)頻響曲線確定，如圖4所示）;F0為負反饋系數(shù)，數(shù)值上等于R1與R3，電阻值之比，實驗中取0.05。帶入計算得，Rin=41.98kΩ》500Ω。因此，AD8041可以提供足夠的輸入電阻。

圖4 AD8041開環(huán)頻響曲線

另外，根據(jù)AD8041數(shù)據(jù)手冊，負載電阻50Ω時，輸出電壓可以達到4.5V，接近飽和。因此，AD8041可以驅(qū)動AD603。

2.自激振蕩及其消除

2.1自激振蕩機理分析

實驗發(fā)現(xiàn)，當AD603增益較大時，電路極易產(chǎn)生高頻自激現(xiàn)象，現(xiàn)將其生成機理建模分析如下。首先介紹負反饋自激振蕩的經(jīng)典理論。一般的負反饋電路可以抽象成如圖5所示的模型。發(fā)生自激振蕩的條件是：

其中，A為開環(huán)傳遞函數(shù)，F(xiàn)為負反饋傳遞函數(shù)。就圖1信號放大電路而言，每一級運放負反饋都是純電阻網(wǎng)絡反饋，而且運放的開環(huán)相位延遲恒小于180°，故單級運放不滿足自激條件。然而，印刷電路板不可避免要引入寄生電容，在超聲波頻率及其高頻諧波的量級上（2.5MHz至25MHz），它會引起各級之間的反饋。這里只考慮最后一級輸出信號到第一級AD8041的輸入的反饋，建立圖6所示的模型。

圖5 一般負反饋電路

圖6 寄生負反饋模型

其中，C是上述兩端之間的寄生電容，假設其值僅有0.1pF;Rin為第一級AD8041的輸入電阻，前文已計算得，Rin=41.98kQ。它們實際上構成了一個無源高通濾波器。由于負反饋電路模型（圖5）中F指的是負反饋的傳遞函數(shù)，故圖6的模型向整個電路中引入的負反饋傳遞函數(shù)為：

其頻率響應曲線如圖7所示。

圖7 寄生負反饋頻響曲線

可見，2.5MHz至25MHz頻率時的相位響應為。﹣93.8°至﹣123°，對比自激振蕩的條件可知，只要四個級聯(lián)的運放能在這一頻段上提供﹣86.2°至﹣57°的相位響應和足夠大的放大系數(shù)就可以發(fā)生自激振蕩。根據(jù)AD603數(shù)據(jù)手冊，它在這一頻段閉環(huán)傳遞函數(shù)的相位延遲很小，故這里只考慮AD8041閉環(huán)傳遞函數(shù)引起的相位延遲。每個AD8041閉環(huán)傳遞函數(shù)只要提供﹣43.1°至﹣28.5°的相位響應就滿足了自激振蕩的相位要求。

根據(jù)AD8041的開環(huán)頻率響應（如圖4所示），其開環(huán)傳遞函數(shù)包含兩個慣性環(huán)節(jié)和一個比例環(huán)節(jié)，極點對應的頻率分別為：f1=0.1MHz和f2=90MHz，比例系數(shù)K=2000。故開環(huán)傳遞函數(shù)表達式：

則圖3所示的AD8041閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

其頻率響應曲線如圖8所示。可見，2.5MHz至25MHz頻率時的相位響應為﹣14.1°至﹣82.8°，因此在這一頻段必有一點的相位響應契合﹣43.1°至﹣28.5°的相位要求，滿足自激振蕩條件。

圖8 AD8041閉環(huán)頻響曲線

2.2超前補償消除自激振蕩的原理

通過在反相比例放大電路（如圖3所示）的電阻R，上并聯(lián)小值電容C。（經(jīng)實驗確定取值20pF）構成超前補償，可以破壞自激振蕩的相位條件，從而消除這一現(xiàn)象。

超前補償后的負反饋傳遞函數(shù)為：

故新的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

其頻率響應曲線如圖9所示。

圖9 引入超前補償前后頻晌曲線比較

可見，引入超前補償后，閉環(huán)傳遞函數(shù)從典型的振蕩環(huán)節(jié)變?yōu)閮蓚€慣性環(huán)節(jié)，幅頻響應略有下降，但相頻響應產(chǎn)生了巨大變化。在需要關注的2.5MHz到25MHz頻上，相頻響應基本穩(wěn)定在﹣90°，那么兩級AD8041超前補償?shù)南囝l響應為﹣180°，不可能提供﹣43.1°至﹣28.5°的相位條件。由此可見，超前補償可以從根本上消除自激振蕩。

結束語

本文總結了基于AD603的超聲探傷儀信號放大電路設計方案，該設計采用兩片增益可控的集成運算放大器AD603級聯(lián)的方式，實現(xiàn)了增益調(diào)整范圍84dB的信號放大電路。通過建模分析了實驗過程中四級運算放大器級聯(lián)產(chǎn)生自激振蕩的機理，采取超前補償可以破壞自激振蕩的相位條件，從而從根本上解決了該問題。
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