開關電流存儲單元是電流模式采樣數據信號處理系統的基本單元電路，其性能的優劣直接影響采樣系統的整體性能，因此，研究設計性能優良的開關電流存儲單元是研究開關電流技術的重要環節。根據出現時間的先后，可將其分為第一代開關電流存儲單元和第二代開關電流存儲單元。第一代開關電流存儲單元的優點是瞬態虛假信號很小，可以輸出非單位增益電流信號，以及采用相對簡單的單相時鐘方案。它的不足是需要由兩個晶體管組成，因此存在失配誤差問題和較大的功耗。為克服失配誤差等問題，人們進而研究出第二代開關電流存儲單元。第二代開關電流存儲單元采用單管存儲方式來避免失配誤差、降低功耗，這是它的優點。它的缺點是：電路工作時有較大幅度的瞬態虛假信號，雖然可以采用三相時鐘方案來減小瞬態虛假信號，但是由于定時方案的復雜性，該方案在實際應用中并未得到廣泛采納；取樣時無信號輸出；只能輸出單位增益的電流信號。如果要輸出非單位增益的電流信號，則必須以電流鏡輸出方式。這一點與第一代開關電流存儲單元類似，即也存在諸如失配誤差和功耗增加等問題。因此，盡管第二代開關電流技術已經出現很長時間，但第一代開關電流技術仍然在實際應用巾起著重要的作用。

1 甲乙類存儲單元在便攜式電子系統中，功耗是一個關鍵性問題。

甲類存儲單元的輸入信號擺幅受偏置電流制約，即輸入信號幅度不能超過偏置電流幅度；如果要增大信號擺幅，必須相應增大偏置電流，這無疑會使電路的靜態功耗增大，因此甲類電路無法滿足現代電子系統的低電壓、低功耗設計需求。而甲乙類結構的電路僅需要極小的偏置電流就能實現較大的信號擺幅，即輸入信號的幅度可以超過偏置電流幅度，所以很適合于低功耗電路應用。

本文采用如圖1所示的甲乙類存儲單元進行電路設計，電路原理如下：M1、M2為二極管接法的晶體管，M3、M4為存儲管，電路采用單相時鐘控制。在采樣相φ1［n］：Vgs1=Vgs3，Vgs2=Vgs4，其中Vgs1、Vgs2、Vgs3和Vgs4分別為晶體管M1～M4的柵-源電壓；輸出電流為iout［n］=-Aiin［n］，其中A為電流增益因子。在保持相φ1［n+1／2］：M3、M4的柵電容上的柵電壓保持為Vgs1和Vgs3，所以輸出電流為iout［n+1／2］=-Aiin［n］。電路實現的z域傳遞函數為H（z）=-Az-1/2。

2 甲乙類延遲單元

甲乙類開關電流延遲單元如圖2所示，由兩級甲乙類存儲單元串聯而成。M3、M4、M7、M8用做存儲管，電路工作過程如下。在φ1［n］相，第1級存儲單元的存儲管M3、M4對輸入電流取樣；在φ2［n+1／2］相，開關φ1斷開，M3、M4將取樣相電流輸出到第2級存儲單元，由存儲管M7、M8輸出電流。電路實現的傳遞函數為H（z）=Az-1。

3 雙線性積分器

圖3（a）所示為采用圖2所示延遲單元設計的雙線性積分器，電路采用兩相控制時鐘。雙線性積分器的工作時序波形如圖3（b）所示。電路的工作原理如下。M1～M6構成電流增益為A的輸入級，輸入電流在φ1相的取樣值由M3、M4的公共端輸出，在φ2相的取樣值由M5、M6的公共端輸出。M 11～M 16構成電流增益為1的反饋級，輸出電流由M 15、M 16的公共端反饋到M7、M8的公共端。

在φ1［n］相，輸出電流為：

在φ2［n+1／2］相，輸出電流為：

由式（1）和式（2）可以發現兩者具有相同的z域傳遞函數表達式：

當時鐘頻率足夠高時，φ1［n］相和φ2［n+1／2］相的輸出信號近似相等，因此時鐘φ1［n］相和φ2［n+1／2］相都可以用于信號輸出，從而實現了雙頻采樣輸出。

4 仿真結果分析

采用HSPICE分別對設計的存儲單元、延遲單元和積分器電路進行了仿真，晶體管模型選用TSMC0.18μm標準數字工藝參數。電源電壓為±1 V；輸入電流iin=40μA，信號頻率fin=100 kHz，采樣頻率fs=1 MHz；開關管的寬長比W／L=0.4μn／0.4μm。所有PMOS存儲管的W／L=28μm／4μm，所有NMOS存儲管的W／L=12μm／8μm。

甲乙類存儲單元的仿真結果如圖4所示，由圖4（b）測得的-3 dB頻率為12.9 MHz，即電路的最大采樣信號頻率為12.9 MHz。

延遲單元和雙線性積分器的仿真結果如圖5和圖6所示。

從圖4～6可以看出，輸出達到了預期功能。仿真波形中沒有出現瞬態虛假信號，所有信號波形相當理想。

5 結束語

本文設計了一種低電壓甲乙類開關電流存儲單元，電源電壓±1 V，其最大采樣信號頻率12.9 MHz，并且具有結構簡單、容易設計的優點。HSPICE電路仿真結果表明，所設計的電路有良好的工作性能，所有波形都很理想。本文設計的雙線性積分器可用于開關電流濾波器和開關電流調制器的設計中，在實際應用中還可以通過采用共源-共柵電路結構以及S2I等技術來進一步提升電路性能。

責任編輯：gt