設計工程師在設計開關電源轉換器時，通常會根據產品規(guī)定的最大輸出功率條件來設計散熱方案。例如，功率50W的轉換器必須具備足夠的散熱能力，才能在啟動后在最低輸入線路電壓及最高環(huán)境溫度條件下迅即持續(xù)提供50W功率。

然而，某些應用并非從電源汲取恒定功率。例如，當打印機的打印頭處于工作狀態(tài)或處理打印紙時，打印機以脈沖方式消耗功率。在此特殊案例中，轉換器的散熱設計并非針對處理峰值功率，而是要小得多的平均功率。

反激電源轉換器

輸出功率小于70W的低功率轉換器通常使用反激拓撲結構，因為此拓撲結構：a） 在多路輸出應用中提供良好的互穩(wěn)壓（cross-regulation）性能；b） 能夠采用寬輸入電壓范圍（90-264Vac）工作，且不需要功率因數校正（PFC）預轉換器；c） 提供極低能耗待機模式。變壓器提供與交流主電源的隔離，并存儲初級端能量，然后在開關切斷事件期間將能量轉移至次級端。此簡單技術每路輸出電壓使用1顆功率MOSFET開關和1個二極管來限制外圍元件。

假定上述原則對所有反激轉換器而言都很適用，我們接下來就要分析多種不同反激轉換器的各自優(yōu)缺點。

固定頻率脈寬調制（PWM）反激轉換器很可能是當今最常見的架構。由內部時鐘驅動的開關頻率可供選擇，從而使轉換器產生的電磁干擾（EMI）遠離關鍵頻率范圍。穩(wěn)壓回路確定功率開關的導電時間，并且控制轉換器存儲/傳輸的能量。此類轉換器能以連續(xù)導電模式（CCM）工作，存儲在變壓器中的能量在關閉時間的末段并未完全傳輸至次級端電容。在下一個周期出現(xiàn)時變壓器仍然保持磁化狀態(tài)。此模式提供梯形初級電流波形（而非三角波形），以有限的均方根（rms）電流提供更高的輸出功率。由于采用CCM工作，變壓器的設計可以采用更大的初級電感，從而提升低功率/待機模式下的能效數值。

另一常見版本是準諧振（QR）類型，提供所謂的谷底開關導通：功率MOSFET在漏極-源極電壓（VDS）的谷底（最小值）導通。此技術與硬開關（hard switching）版本技術相比，提供更佳的EMI性能。此類轉換器的開關損耗降低了，但也強制要求降低開關頻率，從而傳遞峰值功率，同時維持完整的變壓器退磁（demagnetization）。此更低工作頻率要求的開關周期所存儲的能量越多，要求變壓器的尺寸就越大（及成本越高），使初級MOSET及次級端二極管均承受高峰值電流。

第三類是遲滯轉換器。此類轉換器通過調制開關頻率來提供所要求的能量（要傳輸更多電能則頻率更高），確保以凍結的（frozen）初級峰值電流傳輸電能。就像PWM技術一樣，此方案并不控制功率MOSFET開關事件，不能提供谷底開關工作（以最低谷底調節(jié)開關，降低開關損耗）。

本文探討的主題是準諧振反激轉換器的峰值功率能力。我們將具體分析此類轉換器的特性，特別是它如何處理峰值功率要求。

高峰值功率準諧振反激轉換器的具體特性

與傳統(tǒng)PWM轉換器不同，此類轉換器采用可變工作頻率工作，恰好在漏極-源極電壓處于最低值（見圖1）的時間點導通MOSFET。此轉換器自然地減少電磁干擾及降低開關損耗。

圖1：采用最低電壓開關工作的準諧振反激轉換器的典型漏極-源極電壓波形。

為了保持谷底開關工作，在低輸出功率情況下，導通時間縮短意味著開關頻率更高，反過來也要求更短導通時間（諸如此類），從而逐周期限制從初級端傳輸到次級端的能量，令其低于所要求的限制值。

為了限制開關頻率漂移，業(yè)界已經開發(fā)出鉗位控制最低導通時間及最大開關頻率的新方案。為了保持準諧振工作，同時確保最低漏極-源極電壓開關，創(chuàng)新的谷底鎖定（valley-lockout）方案已被開發(fā)出來。它能工作至第4個谷底，然后切換至可變頻率模式，即壓控振蕩器（VCO）模式（見圖2）。此方案確保提供極佳的輕載/待機能耗性能，就像安森美半導體的NCP1379/1380所展示的那樣。

圖2：以谷底開關及谷底鎖定工作的準諧振反激轉換器的漏極-源極電壓波形（從第1個谷底逐漸轉移至第4個谷底，然后是VCO模式，這期間轉換器傳輸的能量減少）。

這種能量傳輸方法看上去不錯，但不利的是，在需要更高峰值功率時就出現(xiàn)問題了。為了逐周期增加傳輸的能量，初級電流應當更大，相應地具備更長的導通時間。次級端二極管的導電時間也延長，迫使控制器減小開關頻率，從而確保變壓器完全退磁。雖然頻率更低，但每周期的能量應當增加，迫使開關頻率進一步降低。確保變壓器完全退磁所需的此“雙重”效應將迫使轉換器大幅降低頻率，接受峰值功率上升。因此，變壓器的設計應當可以接受更高能量，且這些能量逐周期存儲：這就需要更大尺寸的變壓器，配合采用高峰值功率工作的準諧振反激轉換器。

如果上述特性在高功率期間滋生問題，那么在次級端輸出對地電平短路的情況下，此問題就變成了自然的優(yōu)勢。在出現(xiàn)短路的情況下，退磁將經歷更長的時間，確保頻率極低，因而減少電能的傳輸。由于此工作模式，安全性也大幅提升。一旦次級端輸出電壓重新上升（如在消除短路的情況下），開關頻率將立即上升。

70W輸出功率設計的準諧振反激轉換器峰值功率及示波器波形捕獲結果

綠色跡線：MOSFET電流 ID（t），0.5 A/div，

黃色跡線：MOSFET電壓VDS（t），100 V/div，

時間= 5 μs/div

圖3：中等功率準諧振反激轉換器

測試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 40W

IDmax = 1.75A @45kHz，由于采用了NCP1379的谷底鎖定技術，在第3個谷底開關。

VDS，max = 640V

圖4：大功率準諧振反激轉換器

測試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 62.5W

IDmax = 2.4A@45kHz，采用經典準諧振模式，在第1個谷底開關

VDS，max = 680V

圖5：峰值功率準諧振反激轉換器

測試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 75W

IDmax = 2.8A （最低至38.5kHz的更低頻率條件下，從而提供更高初級電流及傳輸更多電能）。在變壓器飽和條件下，此電流低于3A。

VDS，max = 720V （低于MOSFET的800V限制值）

上述示波器屏幕截圖確定了功率最高70W、開關頻率最低39kHz的準諧振反激設計的功率能力。

提供更高峰值功率的新方案

我們想定義一種新的電源轉換方案，此方案提供更高峰值功率能力，不含尺寸過大的元器件，同時保持準諧振工作反激轉換器的優(yōu)勢。

a） 在額定/平均功率條件下保持準諧振的低EMI及更低開關損耗的優(yōu)勢

b） 在大功率條件下使用連續(xù)導電模式（CCM），避免頻率降低及變壓器尺寸較大/過大

c） 保持準諧振輸出短路特性和極佳的固有安全性

帶連續(xù)導電模式的更高峰值功率準諧振反激轉換器

NPC1380的零電流檢測（ZCD）電路的工作原理如圖6所示：在輔助繞組電壓施加于ZCD輸入的條件下，此控制器能夠控制能量傳輸的終結。增添的二極管D203和電阻R206用于MOSFET導通期間NCP1379的過功率補償（OPP）功能。

圖6：連續(xù)導電模式準諧振反激轉換器的原理

應當修改此電路，從而在出現(xiàn)高峰值功率需求的情況下支持CCM工作。為了避免在規(guī)定的功率等級變壓器完全退磁（例如傳輸時間長于給定值），電路中增加了額外晶體管，如圖6中的Q206所示。此晶體管的存在迫使ZCD在還沒有出現(xiàn)變壓器完全退磁的情況下重啟控制器。得益于極佳的固有準諧振安全性，我們也應該使用ZCD來在平均功率、起始相位及輸出對地短路等條件下保持完全退磁控制，避免應力過大及多個元器件的尺寸過大。此舉是通過控制輔助繞組反射電壓來實現(xiàn)的，極佳地映射了次級輸出電壓。

支持CCM高功率工作所增添電路的細節(jié)

原理：抑制準諧振零電壓檢測，在功率高于給定限制值條件下支持CCM工作

圖7：連續(xù)導電模式準諧振反激轉換器的詳細方案

* C231由與供電電壓成正比的負電壓在初級開關導電期間充電

* R235和R254及C231組合設定延遲時間T，晶體管Q206是將電路導通（基于簡單定時器）的開關

* 在規(guī)定的時間T內，Q206切換為導通狀態(tài)，并將ZCD引腳1拉至地電平（從而以存儲在變壓器中的能量重啟下一個周期）。串聯(lián)電容確保IC輸入端的低電壓電平，即使是在Q206的飽和電壓Vce-sat條件下。

* 由于Q206由直接連接至繞組的電阻R234充電，在次級二極管導電期間，CCM連接至次級端反射電壓：如果反射電壓/次級端輸出電壓過低（如在啟動相位或是輸出對地短路），CCM就不能被激活。

修改前述70W輸出設計、帶前端PFC的CCM準諧振反激轉換器的峰值功率及示波器截圖

綠色跡線：MOSFET電流 ID（t）， 0.5A/div，

黃色跡線：MOSFET電壓 VDS（t）， 100V/div，

時間 = 5μs/div

圖8：限制至CCM的中等功率準諧振反激轉換器

測試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 50W

最大電流1.85A@55kHz，以經典準諧振模式在第1個谷底開關。此特性與以谷底開關用于較小功率之前述測試相同。

最大電壓（V Max） = 650V

圖 9：采用CCM的大功率準諧振反激轉換器

測試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut =75W

在CCM及頻率增加至80 kHz從而配合傳輸更多電能且無須較大初級/MOSFET電流條件下的最大電流2A

最大電壓（V Max） = 680V

圖10：采用CCM的峰值功率準諧振反激轉換器

測試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 110W

在CCM及將頻率降低至77kHz從而配合傳輸更多電能（更長導通時間）條件下最大電流為2.7A。此電流低于變壓器的3A飽和電流。

此條件應當與39kHz條件下（原準諧振模式下僅70W功率）2.8A電流比較。

最大電壓（V Max） = 760V（低于MOSFET的800V最大漏極-源極電壓）

這種新方案支持增加約50%的功率能力，且無須增加總體組件尺寸及成本（主要是變壓器），保持所有準諧振額定負載及安全特性優(yōu)勢。

無前端PFC的CCM準諧振反激轉換器

在低交流主電源電壓條件下功率能力被降低。即使CCM定時器的關閉時間控制較短（在交流主電源輸入電壓較低的條件下，與供電電壓成正比的反射負電壓也較小），在較低交流主電源條件下較長的導通時間（旨在獲得相同的MOSFET漏極電流）對開關頻率的影響較小，降低了功率能力。

這種新方案也能夠在無前端PFC的條件下使用，從而增加功率低于75W限制值、不含PFC的應用的峰值功率。

新方案的局限

需要顧及此新方案的兩個局限。

CCM應用不用于高輸出電壓應用，因為高輸出電壓應用要求極短反向恢復時間（trr）的次級端二極管。CCM通常局限用于自然地采用肖特基二極管、電壓低于30Vdc的低壓應用（對于19V配接器或打印機應用而言尤為如此）。

在配有次級端同步整流的大輸出電流應用中難于使用CCM。次級端同步整流MOSFET在新周期開始之前應當切換為關閉狀態(tài)，從而避免此雙向開關短路。變壓器初級端的極高電流將激活初級過流限制功能，并使電源停止工作。

結論

此新方案使用帶高峰值功率能力的準諧振反激轉換器，與標準準諧振轉換器相比，將功率能力提高了約50%。針對更高峰值功率的CCM設計可避免變壓器、MOSFET及次級端二極管尺寸過大。而如今針對平均功率優(yōu)化的設計可以更為緊湊，且提升了低功率/待機模式性能，因為增加了變壓器電感，同時保持了針對額定功率準諧振方案的所有優(yōu)勢。

針對功率低于75W（不含PFC）的應用所增加的峰值功率能力，支持減小如今計算機、游戲機及打印機中使用的準諧振反激配接器的尺寸及成本。已經利用安森美半導體NCP1379/1380展示的此方案易于采用極小數量的低成本元器件設計。NCP1379/1380也提供谷底鎖定功能，用于提升低功率性能。

應用于準諧振反激電源轉換器的連續(xù)導電模式（CCM）結合了PWM（CCM模式下更高峰值功率能力）和QR（輸出對地短路條件下更低EMI、更低開關損耗及固有的安全特性）的優(yōu)勢，正在迅速成為未來產品的首選反激方案，提供極佳且固有的安全特性（更低開關頻率，輸出對地短路）。

圖11：基于NCP1379的CCM準諧振轉換器GreenPoint（r）參考設計詳細及完整初級電路

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