由于直接變頻信號鏈上使用了IQ解調器，因此要精確地預測噪聲指數的影響通常較為困難。一般使用噪聲指數儀來測量噪聲指數，然而，這種儀器不能在極低的頻率下工作，因而無法在基帶頻率范圍內捕獲典型的噪聲數據。一種可行的方法是使用校準噪聲源和帶前置放大輸入的頻譜分析儀對解調器中的噪聲進行測量，該方法受限于頻譜分析儀在基帶頻率上的靈敏度，在實際應用中，可以配合使用矢量信號分析技術來評估基帶噪聲。

本文將介紹在有干擾信號和無干擾信號的兩種情況下，使用基帶矢量信號分析儀測量IQ解調器噪聲指數的一些基本技術。

背景

假定直接變頻信號鏈如圖1所示，如眾多接收機一樣，該設計在正交混頻處理、信道選擇和信號檢測之前使用了一個頻段可選的低噪聲前端。這類似于一個真實的中頻采樣接收機，除了信號通過IQ解調器時，被分解成正交的兩部分，這具有為初始IQ矢量（用于產生有用調制信號）提供直接輸出的固有便利性，認識到該固有特性的存在有利于理解該正交混頻處理及與其相關的復數運算。

假設RF輸入信號由以下表達式給定：

RF（t）=USB?（cos（ω_{LO}+ω_{IF}）t+LSB?sin（ω_{LO}-ω_{IF}）t

這時，USB為隨時間變化的上邊帶包絡，而LSB為下邊帶包絡。

當信號通過解調器內核時，它將與本振（LO）信號進行混頻。將本振信號通過90°的移相器，既可以獲得與其同相的分量（余弦），也可以得到與其正交的分量（正弦）。而將本振信號乘以RF信號，則會產生高頻項和低頻項，這時使用低通濾波器就可把信號的高頻項過濾掉。該信號的定量關系與復頻譜如圖1所示。

如圖所示，同相和正交分量均包含USB和LSB分量。如果同相信號經過希爾伯特變換，所有的負頻率就會獲得+90°相移，而正頻率獲得-90°相移。因此，當它們與正交分量相加時，USB信號就會被抵消掉，而只剩下LSB信號。同樣地，我們可以對正交信號進行希爾伯特反變換，并將其與同相信號分量相加。這樣，我們就可以獲得USB信號，而抑制LSB信號，這就是鏡頻抑制的本質，顯然，正交的精確度決定了抑制度的高低。應該注意的是，在正交求和網絡之前，有用信號和鏡像信號會發生重疊而造成上、下邊帶難以區分。

如果我們假設一個零中頻條件（ωIF=0），就會發現可以很容易地在希爾伯特正交求和網絡的輸出端獲得USB和LSB矢量。

如果初始信號為IQ正交調制信號，其由如下表達式給出：

RF（t）=I（t）?cosω_{LO}t+Q（t）?sinω_{LO}t

我們將會發現I、Q矢量在正交求和網絡的輸出端出現。因此，使用被調諧到載波頻率的本振，IQ解調器就可以直接解調出IQ調制信號。

噪聲的考慮因素

噪聲指數（以分貝表示）用來度量信號通過有噪聲的設備后，信噪比（SNR）的降低程度，即SNRINPUT/SNROUTPUT，或等于10log（F），這里F為噪聲系數。在頻率轉換過程中，了解信號源中信號和噪聲的混頻過程尤為重要。一般噪聲指數的測量是通過在噪聲指數儀上，觀察位于設備線性信號增益之上的噪聲基底的上升情況。

在混頻處理中呈現的問題表現為兩個部分，測量不同頻率上的輸出噪聲是首要任務，比測量輸入端的源噪聲更有必要，這需要對噪聲接收機和噪聲源進行仔細的校準。其次，傳送到中頻輸出頻率的噪聲是上邊帶和下邊帶噪聲的共同結果，稱為雙邊帶噪聲指數測量。當檢測圖1中的希爾伯特網絡前的數字信號時，該噪聲會非常明顯，注意在解調器輸出端上、下邊帶的情況。

由于各邊帶的變頻增益不一定相同，這將會令測量復雜化，而這時嘗試預測單邊帶的噪聲指數也會顯得有點困難。實際當中，使用鏡頻抑制方案可有效消除來自無用邊帶（鏡頻）的噪聲或干擾。而在寬廣的可變頻率范圍內的測量，可能無法對單一邊帶的噪聲指數實施測量，除非混頻處理能提供足夠的鏡像抑制性能。

矢量信號分析

矢量信號分析是用于評估已調信號的調制精度的一種技術。大多數矢量信號分析儀（VSA）有基本的頻譜分析功能，具備解調信號并報告該已調信號的各種信息的能力。然而已調信號可以使用調幅、調相或兩者結合的調制方式。VSA是專為分析用于描述波形的信號矢量的精確度而設計的，而其通常被用來測量誤差矢量。

通過測量各個傳輸碼元的幅度和相位，VSA可以計算出被測矢量及其最鄰近的理想星象點之間的誤差矢量。為了確定理想星象圖的坐標，首先必須為VSA指定合理的波形特性（諸如碼元速率、脈沖成形濾波器規格和調制方式等）。如果誤差矢量幅度（EVM）過大而使得VSA無法正確地消除預期的碼元矢量，結果將會是有噪的且非常不可靠，在諸如高階QAM調制等密集調制方案中類似情況尤為嚴重。

在時域采樣系統中，EVM可以定義為：

EVM=sqrt{frac{sum_{k=1}^{M}|Z（k）-R（k）|^{2}}{sum_{k=1}^{M}|R（k）|^{2}}}

這里，Z（k）是復合接收信號矢量，它包括了同相（I）和正交（Q）兩個部分；而R（k）是理想復合參考矢量。誤差矢量幅度是衡量接收機性能好壞的一個測度標準，其等于誤差矢量的RMS功率與參考矢量的RMS功率的比值。

如圖2所示，相對于接收到的輸入信號功率，接收機會呈現三個顯著的EVM界限。由于接收機的非線性度，當信號電平較高時失真部分會落入帶內，且EVM性能衰退會隨著信號電平的增加而顯著加劇。在中等信號電平范圍內，接收機表現比較線性，而且信號遠高于其它顯著噪聲成分。

EVM這時趨向于獲得最佳的水平，而這主要由解調器的正交精度和測試設備的精度來決定。當信號電平減弱而噪聲成為主要成分時，隨著信號電平的下降EVM性能也將會有所衰退。在低信號電平下，噪聲成為主要限制，EVM分貝值將會與SNR比值成正比。利用這個關系，有可能估算出接收機的輸入參考噪聲電平和計算出噪聲指數。

解調器噪聲指數的測量

圖3描述的是利用VSA來實現解調器特性測量的配置。負責為測試設備（DUT）饋送輸入信號的合成網絡允許同時使用多個測試信號。而為了確定解調器輸入端的絕對功率電平，需要對一直到隔離器和合成器的整個信號路徑進行校準。該配置能夠在多種阻塞情況下進行性能測試。

在強干擾條件下測量性能降低程度對分析工程師來說是一項非常大的挑戰。強干擾情況即是指當鄰近有強干擾源時，依然需要解調出微弱的有用信號。阻塞測試是各種蜂窩和點對點空中接口標準的通用要求。阻塞源可能來自于相同蜂窩半徑范圍內的其他無線終端，或者是鄰近基站用作蜂窩小區識別的導頻音。

直接變頻接收機直到信號通過低噪聲前端和IQ解調器后才具備信道選擇特性。這迫使該前端和解調器能夠處理所有信號電平的無用強干擾，同時還必須維持足夠的靈敏度以成功恢復微弱的有用信號。在基帶中，IQ信道選擇濾波器經常用于衰減鄰近的強干擾信號并傳送有用信號到IQ數字化ADC。

為了在強干擾情況下確保適當的級聯靈敏度，IQ解調器的噪聲指數經常會吸引系統設計師的關注。該衰減必須是可測量且可控制的。頻率轉換器件在大信號激勵情況下容易造成噪聲指數性能的降低。因為在無用強干擾信號上，本振相位噪聲會相互混頻，因此這種情況只是局部性的。然而在時域里，混頻器起到乘法器的作用，使本振的相位特性與強干擾信號發生卷積。

強干擾離有用信號越近，振蕩器相位激起的一些能量越可能會在重要的信號頻帶內出現。另外一種機制還包括混頻器內固有閃爍噪聲的干擾調制。強干擾信號的RF牽力可導致在混頻器內的晶體管結合處產生平方級的直流偏移。這個受制于直流偏移的信號電平可以重新偏置晶體管，并導致閃爍噪聲特性出現變化和改變噪聲指數性能直到0Hz。

VSA噪聲校正

為了單獨地獲取解調器和基帶VGA的噪聲指數，有必要校正由測試設置產生的附加噪聲。然而噪聲分析主要受分析儀的靈敏度而非源端SNR的影響，因此有必要對分析儀的噪聲影響單獨進行適當校正。為了測量該VSA的影響，解調器采用強信號電平以確保基帶VGA輸出端處的SNR達到最佳。這與適用于該DUT的約-50dBm的平均輸入電平相一致。

在DUT之后，VSA被插入20 dB衰減器以將信號電平降至略微埋入VSA噪聲基底中，這就可以度量VSA對SNR所產生的影響。基于通過DUT的信號增益、測量到的SNR和所施加的輸入電平，我們可以計算出分析儀的有效噪聲密度。當施加-53dBm輸入信號時，對應的EVM分貝值為20dB。

這與α因子為0.35的整形濾波器在1MHz調制帶寬時使用500μV均方根輸入電壓的情形一致。這個包括多種頻率的電壓是結合1.35MHz分析帶寬和431 nV/ Hz源信號密度的結果。解調器和基帶放大器的總增益達到了25 dB，而由于施加了輸出衰減器，其后將會有約20 dB的衰減。

因此加到I/Q輸入端口的信號強度比加到解調器輸入的電平大約高5dB，也因此致使EVM值為20dB。請注意，沒有衰減器時的EVM性能要好得多，這說明衰減器的確是將信號電平降低到了足以使VSA輸入靈敏度對系統起主導限制作用的程度了。該測量說明，VSA輸入的噪聲密度必須低于所加信號密度20dB以上。建議的VSA輸入為~77 nV/ Hz。

總結

結合使用圖4中的測量數據和計算得到的VSA輸入噪聲，就有可能計算出DUT的有效噪聲指數。在沒有強干擾條件下對有用信號的輸入功率進行掃描，輸入電平為-71 dBm時，對應的EVM值約為20dB。這是在1.35 MHz分析帶寬上測量所得的結果。通過這種測量方法，我們可以預測出-91dBm輸入電平對應的SNR為0dB，建議使用-152.3dBm/Hz的輸入功率密度。

輸入到50Ω的阻抗時，電壓密度為5.4nV/Hz。該噪聲的一部分是由于VSA噪聲引起的。而VSA引起的輸入參考噪聲則為4.3nV/ Hz。如果我們記住總噪聲電平是DUT噪聲與測試設備噪聲的矢量和，就能夠發現來自DUT的噪聲為3.3 nV/ Hz。而對于50Ω阻抗，噪聲指數為17.3dB。相同的計算方法也用在了零中頻和5MHz低中頻測試條件下存在強干擾和沒有強干擾的情況中。

表1對比了VSA測量方法與傳統Y-因子測量方法的測量性能。值得注意的是，Y-因子測量方法不適用于零中頻情況，因為其所用的測試設備不能在0 Hz提供足夠的靈敏度。通過比較證明了VSA測試方法是一種面向基帶解調器噪聲指數評估的合適的定性解決方案。對于測試臺和調試來說，這是一個非常有用的測試工具。不過，當信號電平較小時，其測量方差顯得過大，不適合用來對產品特性進行定量。

編輯：jq