引言

濾波器是射頻微波電路和系統的重要組成部分，在不降低性能的前提下，朝著成本低、重量輕、體積小、兼容性好的方向發展。雙模設計是基片集成波導（Substrate integrated waveguide，SIW）濾波器技術的一個重要發展方向，除空腔數明顯減少外，還可以提供靈活、高性能的響應。但是雙模單頻帶已經不能滿足無線通信的需求，在這種趨勢下，發展高度集成的多功能和多頻帶組件如天線和濾波器起到了關鍵作用，并可應用于緊湊型、易于集成的微波器件。近年來，已經研究和開發了許多拓撲結構實現具有雙通帶或多通帶的高質量濾波器響應。

實現多通帶濾波器有多種方法：（1）有學者提出運用頻率變換法，在K波段設計了一種SIW多通帶濾波器，但該方法僅僅適用于對稱的雙通帶濾波器的設計；（2）采用并聯兩個不同頻率的濾波器結構，實現了對雙通帶濾波器的中心頻率和帶寬的靈活設計，但濾波器的選擇性和帶外抑制度差、尺寸較大；（3）設計了一種基于單層SIW腔體的新型耦合結構，在諧振腔中間加載槽線擾動，調整耦合結構的尺寸和槽線的長度獲得了寬阻帶和雙頻性能，但是兩個頻帶相對帶寬（Frac?tionalbandwidth，FBW）較小。

本文首先研究了一種在K波段工作的單腔雙模基片集成波導濾波器，在此基礎上提出一種新型結構的雙通帶濾波器，即將兩個單層SIW諧振腔進行非對稱級聯，通過調節濾波器結構尺寸和磁耦合窗口長度，來調整第二通帶的中心頻率，但對第一通帶的影響很小。利用電磁仿真軟件HFSS對所提出的結構參數進行優化設計，實現了SIW腔的TE101模和TE102模的理想耦合，獲得了較好的寬阻帶和雙通帶的性能。該設計既減小了濾波器的尺寸，簡化了結構復雜性，又增大了FBW，適用于雷達系統和多通道通信的應用。

1、濾波器設計

1.1 單腔雙模SIW諧振腔的特性分析

單腔雙模SIW諧振腔采用厚度為h=0.508mm、相對介電常數為εr=2.2的Rogers 5880的介質基板，介質基板損耗角正切為tanθ=0.001。

SIW方形諧振腔的幾何圖形如圖1所示，紅色孔表示擾動微孔。諧振腔寬度為w=9 mm，對角線上兩個微擾通孔的半徑為r1=0.3 mm，SIW諧振腔的四周的金屬化通孔的直徑為d=0.3 mm，兩個相鄰通孔的中心之間的距離為p=0.6 mm，微擾通孔的中心到四周最近的金屬通孔中心的距離為ss_via=1.2 mm。

SIW結構僅能夠傳輸TE模式，卻不能夠傳輸TM模式。由圖2的電場分布圖可知，微擾通孔處等效于電壁，擾動微孔處的電場為零，擾動微孔越靠近中心位置，兩個諧振模式分裂的程度就越明顯，可以看出，微擾通孔對TE101模式有影響，對簡并模式TE102和TE201中的一個模式有影響。

圖1 雙模SIW結構

當方形諧振腔中的模式沒有受到微擾時，其TEm0n模的諧振頻率可由（1）式計算：

式中，c0 為光速，εr為介質基片的相對介電常數，m、n是模式的下標，Weff是方形諧振腔的等效寬度，可由（2）式得到。最終計算得出TE102（TE201）諧振頻率f0約為25.5 GHz。

圖2 電場分布圖：(a) TE101；(b) TE102；(c) TE201

加入微孔擾動時，腔體的諧振頻率被分成兩個高低不同的頻率f1 和f2，這兩個頻率的平均值（f1+f2）/2往往與諧振頻率f0不相等。這是由于加入微擾孔使簡并模式發生分離，造成諧振頻率發生頻偏。

SIW諧振腔的優化設計結果如圖3中實線所示。由圖3可知，該濾波器的中心頻率25.2 GHz，-3 dB帶寬為1.2GHz，帶內回波損耗達到24 dB，插入損耗為0.87 dB，在22~23.7 GHz 和28.3~30.0 GHz這兩個頻段內的抑制均大于24 dB，具有良好的帶外抑制性能。從圖3 中可以看出通帶的兩側各引入一個傳輸零點，兩個傳輸零點TZ1、TZ2 分別位于23.7 GHz 和28.3 GHz 處。由于在雙模諧振腔加入兩個微擾孔，經過微擾后的諧振腔就可以等效為一個雙調諧電路。微擾孔激勵出兩個相互耦合的工作模式，并且分離這兩個簡并模式，當這兩個模式幅度相同、相位相差180°就會引入傳輸零點。通過改變腔體的尺寸，可以控制TE102 和TE201這對簡并模式的耦合系數，進而確定通帶左右兩側傳輸零點的位置，從而改善了濾波器阻帶的性能。

圖3 雙模SIW濾波器結果

為了驗證仿真設計結果，對濾波器進行加工和測試。

測試結果如圖3中虛線所示，測得濾波器的中心頻率在25.4 GHz，通帶內的插入損耗為1.1 dB，通帶內的反射系數小于-20 dB。由于加工精度、測量線損耗以及焊接工藝所導致的誤差，使插入損耗略大于仿真結果，使仿真結果與加工實物的測試結果發生一定的頻偏。由圖3可知，實測結果與仿真設計結果基本吻合。

本文雙模SIW與相關文獻中的SIW濾波器的性能比較結果如表1所示。由表1可見，文獻提出了中心頻率分別在Ku波段和K波段的雙模濾波器，具有最大的可調傳輸零點數，但產生的帶外抑制較差。本文提出的SIW濾波器，在不增加設計復雜度的情況下保持SIW的完整性，消除了上述缺點，從而使所設計中心頻率在25.2 GHz的雙模濾波器的帶寬更寬，尺寸更小，回波損耗和帶外抑制更好。

表1 與文獻中雙模SIW濾波器比較

1.2 雙腔雙通帶SIW諧振腔特性分析

雙腔雙通帶SIW濾波器采用Rogers 5880的介質基板，相對介電常數為εr=2.2，厚度h=0.508 mm。根據，單個矩形SIW諧振腔中心頻率可由式（3）計算得：

式中，c0為光速，εr為介質基片的相對介電常數，等效長度aeff和等效寬度beff 由SIW 諧振腔的長a 和寬b計算得到：

其中d為金通孔的直徑，p為通孔間距。該SIW諧振腔寬為a=b=w=9.6mm，由式（3）計算可得TE101諧振頻率f1 約為15.5 GHz，TE102（TE201）諧振頻率f2約為24.6 GHz，受到微擾影響，頻率有偏移。利用ANSYS HFSS電磁仿真軟件，優化仿真的參數如表2所示。

表2 參數設置

濾波器結構如圖5所示，它是由對角線上有金屬微孔的兩個非對稱SIW諧振腔組成。濾波器的饋電方式選擇開槽過渡饋電，即在共面波導結構和SIW結構連接處開縫隙，調節縫隙的尺寸和微帶線的寬度來達到匹配。每個SIW諧振腔體之間是最直接的電感耦合窗口，通過調整TE101和TE102模式的耦合系數來實現雙通帶。

圖5 雙通帶SIW結構

參數ss_via是微擾通孔距離邊界的距離，主要調節濾波器的帶寬。由圖6仿真結果可知，調節ss_via對第一通帶幾乎不產生影響，但對第二通帶中心頻率產生影響。隨著對角線上的兩個金屬通孔到邊界的距離ss_via越大，第二通帶帶寬越寬。

該濾波器的傳輸零點主要由高次模耦合產生，如圖6所示，在20~30 GHz的頻率之間產生三個傳輸零點TZ1、TZ2 和TZ3，ss_via距離影響著傳輸零點的位置，這是由于ss_via的變化會改變磁耦合系數。隨著ss_via距離的增大，三個傳輸零點位置遠離通帶，拓寬了帶寬，但使阻帶特性變差。

圖6 ss_via參數曲線

由圖7 仿真結果可知，兩個通帶的中心頻率分別在15.1 GHz 和24.4GHz，插入損耗分別是0.5 dB和0.88 dB，回波損耗分別達到17.9 dB 和21.1 dB，TE101模式在16.3~21.7 GHz頻段內的阻帶被抑制在-20 dB以下。

為了驗證仿真結果，對所提出濾波器制作了實物如圖8所示，使用微波矢量網絡分析儀進行測試，測試結果如圖7中虛線所示。測得兩個通帶的中心頻率在15.3 GHz和24.6 GHz的相對帶寬分別是4 %和3.9 %，插入損耗分別為0.89 dB 和1.27 dB，回波損耗分別為17.2 dB和15.1 dB。由圖7可知，第一通帶的仿真結果與測試結果符合得較好；由于高次諧波的產生，導致第二通帶的測試結果與仿真結果有一定的偏差。

圖7 雙通帶SIW濾波器結果

進一步將本文的設計結果與之前的文獻結果相比較，如表3所示，可見本文的設計結果具有一定的優越性。

表3 與文獻中雙通帶SIW濾波器比較

2、結論

首先對單腔雙模SIW濾波器進行研究，取得了良好的阻帶特性和帶外抑制性能。進一步將兩個單腔SIW諧振腔非對稱級聯，通過調節SIW腔的TE101模和TE102模耦合系數，實現了雙通帶和寬阻帶的性能。然后進行實物加工測試，測試結果與用電磁仿真軟件HFSS優化設計的結果基本吻合。該濾波器尺寸是13.4 mm × 22.4 mm，具有尺寸小、低損耗、低成本、寬阻帶和雙頻響應。該濾波器可用于K波段無線通信系統。

責任編輯：lq6