我們知道，不論是buck，還是boost電路，總會有一些公式，用得最多的就是電感的感量計算，電流紋波，輸入電壓紋波大小，輸出電壓紋波大小等等。

這些公式，在我們設計的時候會去算一算，很多的DCDC的芯片手冊里面也會有這些公式。

就我自己而言，我是很討厭背公式的，相信大家也一樣。

所以最好的方式莫過于充分理解電路的工作原理，甚至于可以自己推導出這些公式。

我們如果理解了這些公式，那么就理解了Boost電路各個地方的電流，電壓是怎么樣的，遇到一些問題，就可以不用去看公式就能知道為什么會這樣。

比如電感感量增大，會怎么樣？

電容容量增大會怎么樣？

工作頻率的大小又有哪些影響呢？

所以，推導公式是為了擺脫公式。

另外，計算之后，我們會發現：

計算結果跟實測結果經常差的比較多？根本就不準？為什么呢？

這些問題，本文都會說一說。

Boost的拓撲結構

我們先來看拓撲結構，一切信息都在這個里面。

首先說下最基本的一個工作原理。

上圖中MOS管就是一個開關，只要這個速度夠快（開關頻率夠高），控制好導通與關斷時間（充放電時間），配合輸出濾波電容，就可以得到基本穩定的Vo了，也就是輸出電壓。

我們來簡單看一下過程。

在開關導通的時候，電感L接地，二極管截止，Vi對電感L進行充電，電感兩端電壓是Vi。

在開關變為不導通的時候，因為之前電感L已經被充電了，有電流流過，電流向右，電感兩端電流不能突變，所以會感應出電壓，讓右側的二極管導通。

輸出電壓Vo恒定，二極管導通壓降為Vd，所以電感右端電壓為Vo+Vd，電感左端電壓是電源輸入Vi。這是升壓boost電路， 所以Vo+Vd》Vi，電感此時放電，給負載供電，以及給輸出濾波電容充電。

并且，此時電感的兩端電壓是右邊電壓Vo+Vd減去左邊電壓Vi，即：Vo+Vd-Vi

來個前菜加深理解

Boost電路是升壓電路，是直流轉直流，不考慮紋波電壓的話，Vi和Vo都是恒定的，Vo大于Vi。

在開關導通的時候

電感L一端是恒定電壓Vi，另外一端接地。這說明在開關導通的時候，電感L兩端的電壓是恒定不變的，就是Vi。

根據電感最最最最基本的公式：U=L*di/dt。

（雖然我不喜歡背公式，但是這個公式我覺得是電感最重要的了，我之前還專門講過，它可以推導出電感儲能公式等等。同樣，電容的最重要的公式：i=C*du/dt。）

好，電感兩端電壓U=Vi不變，電感量L也是常數，所以呢，di/dt=U/L=常數，這不就是說電流隨時間線性變化嗎？

如果我們規定電流流向負載的方向是正，根據電感此時電壓，是左邊大于右邊，所以電感的電流是線性增大的。

當開關斷開的時候

電感兩端的電壓U=Vo-Vi-Vd，也是恒定的，電流同樣隨時間線性變化。只不過電壓的方向是反的，右邊大于左邊，所以電感的電流是線性減小的。

開關導通，電感電流線性增大。

開關斷開，電感電流線性減小。

我第一次看到電感電流波形是這樣的時候，我就覺得好巧啊，怎么就一定是線性上升呢？不是曲線上升？

現在自然是知道了，當然，知道也好像沒什么卵用，那說點兒有用的。

我們在電感選型的時候，一定知道有個參數叫飽和電流吧。

我們會要求，電感的峰值電流不能超過電感的飽和電流。

為啥是峰值電流，不是有效值電流？

因為，我們一般認為電感的感量是不變的，但是實際情況是，電流大到一定程度的時候，電感量L會隨電流的增大而減小，所以會有電感飽和電流這一說。

并且，隨著電感電流的繼續增大，電感量下降速度加快。

我們復習下電感這個曲線，很多電感手冊都有，電感的飽和電流是指電感感量下降了標稱值的30%（不同廠家這個值有差異）的時候的電流。

如果選型的電感飽和電流太小會怎么樣呢？

開關導通，電感電流增大，增大到飽和電流的時候，那么L會快速減小，意味著di/dt=U/L快速增大。

也就是說，di/dt變大了，即電感電流隨時間更快的增大。

電流更大了，那么進一步電感感量L更小了，di/dt更更更大了，電流又更更更大了。

如此，電流就突破天際了，這就悲劇了。

簡單畫個圖，感受一下。

好了，根據前面的分析，我們還是畫出幾個關鍵點處的電壓和電流波形吧，這應該是沒什么難度的，最難的應該屬于那個電感電流的波形了，我們也解釋過了。

開始推公式

我們推公式，自然是為了更好的選型，對吧。

目的為了計算出輸入電容，輸出電容，功率電感，都選擇多大的值。

為了更好的理解，我們把已知的條件都說一下。

首先是輸入電壓Vi，輸出電壓Vo，輸出電流Vo/R，咱總得知道自己想要什么吧，所以這些在設計之初都是已知的。

其次是開關頻率fs，這個在芯片選型之后就是確定的了。

再然后就是設計的目標，輸入紋波大小△Vi，輸出紋波大小△Vo。

我們根據這些已知的量，就可以求得電感感量，輸入濾波電容大小，輸出濾波電容大小。

好，我重新把圖畫一下，如下：

因為計算的基本原理其實就是電容和電感的充放電。所以，我們首先要求的就是開關導通的時間和斷開的時間，或者說是占空比。

這個也非常簡單，我們可以這么想。

在開關導通的時候，電感兩端電壓是Vi。

在開關斷開的時候，輸出端電壓為Vo，二極管導通，那么電感右側就是Vo+Vd，電感左側接的是電源輸入，為Vi，所以此時電感兩端電壓是Vo+Vd-Vi。

整個電路穩定之后，因為負載電流恒定，那么一個周期時間之內，在開關導通時電感電流增加的量，要等于開關截止時，電感電流減小的量，即電感充了多少電就要放多少電，不然負載的電流或者電壓就要發生變化。

即一個周期內，電感電流增大量等于減小量。

然后又因為U=Ldi/dt，di/dt=U/L，L不變，所以電感電流變化速度與電壓成正比。

簡單說就是，電感電流上升或下降的斜率與電壓成正比。

斜率與電壓成正比，電感電流上升的高度與下降高度又相同，那上升時間不就和電壓成反比了嗎？

所以，自然就有了：

Ton/Toff=（Vo+Vd-Vi）/Vi

我們變換一下，就得到了江湖所傳的“伏秒法則”

再根據T=Ton+Toff=1/f

我們可以分別求得導通時間，關斷時間，占空比。

好，這里，我們已經推出了第一部分公式。

其實從這里我們可以看到。

占空比與電感量L沒有關系，與負載電流的大小也沒有關系，只跟輸入輸出電壓有關系。

功率電感選擇

我們電感選型首先需要考慮兩個參數，電感感量和電感電流。

電感感量又決定了電感紋波電流的大小，為什么呢？

還是因為U=Ldi/dt，di/dt=U/L=電流變化斜率

所以，當我們確定了輸入輸出電壓，那么電感兩端的電壓就是固定的，那么電感電流變化斜率與電感量成反比，電感越大，斜率越小。

一般來說，電感感量的確定，是讓電感的紋波電流△IL等于電感平均電流的20%-40%之間。

那為什么會這樣呢？電感過大或過小會有什么影響？

如果電感感量過小，那么電感紋波電流會比較大，即流過電感電流的峰值會很高，電感飽和電流就要很高。如此同時，過大的電流，在開關切換時，會導致EMI問題會更加明顯。

如果電感感量過大，那么電感電流紋波會比較小，會導致動態響應變差。

啥叫動態響應變差？

就比如輸出一直是1A的電流，某個時刻，負載從需要1A的電流變成突然需要5A的電流。這個時候，如果電感過大，電感電流充上來需要較長時間，那么電感電流需要很多個開關周期才能升到5A，這期間，負載所需要的5A電流主要來源于輸出濾波電容的放電，會導致輸出電壓跌落比較多，有可能出現故障。

簡單說，就是這個boost不能及時響應負載電流的快速變化。

好，我們下面來求合適的電感量

首先先求電感的平均電流IL

輸出電壓是Vo，輸出電流是Io，輸入電壓是Vi，那么根據能量守恒定律。

輸入功率*n=輸出功率。（n為效率）

輸入功率，就是電源的輸入電壓Vi乘以平均電流，顯然，從boost拓撲結構上看，電源的所有電流都會流過電感，那么這個電源輸出的平均電流也就是電感的平均電流IL。

即，Pi=Vi*IL

輸出功率

顯然，就是Po=Vo*Io

Pi*n=Po

即Vi*IL*n=Vo*Io

那么IL=Vo*Io/（Vi*n），估算時可以取n≈80%

我在有一些文件里面看到boost電感平均電流用這個公式計算：

IL=（Vo+Vd）*Io/Vi

這個公式怎么來的呢？

這個公式是假設只有二極管有損耗的，忽略其它的損耗。

如上圖，穩態時，輸出端電容是不耗電的，電壓也不會變化，所以其平均電流為0，也就是說，流過負載的電流，全部從二極管過來。所以二極管的平均電流也是Io，導通壓降是Vd，那么二極管的平均功率是Pd=Io*Vd。

所以有：

Po=P負載+Pd

即：Pi=Vi*IL=Io*Vo+Io*Vd

也就是：IL=（Vo+Vd）*Io/Vi

對于這個Boost來說，二極管的損耗是占比比較大的，估算確實可以采用這個公式。不過我們需要記住，這個公式僅僅考慮了二極管的損耗。

我們文章后面就用這個公式來計算吧。

其次，我們來求電感的紋波電流△IL

從前面知道，電感電流就是個三角波，在開關導通時電感電流增大，在關斷時，電感電流減小。

那紋波電流的大小求起來就簡單了，就等于在開關導通時電感電流增大的值，也等于關斷時電感電流減小的值。

我們就計算其中一個，計算開關導通時電感電流增大了多少吧。

這個也非常easy，開關導通，電感兩端電壓是Vi，導通時間Ton前面已經求出來了。

根據U=Ldi/dt就可以求出電感電流紋波△IL=di

可以看到，電感電流的紋波跟負載電流的大小沒有關系。

現在我們已經寫出來了電感的平均電流IL，電感的紋波電流△IL，前面說了，△IL應該是IL的20%-40%為宜。

即：△IL=（0.2~0.4）*IL

根據這個等式，就能求得我們的電感值范圍了。

至此，我們已經求得了電感值的取值范圍，下面開始推導輸入輸出濾波電容的計算。

輸入濾波電容

我們在確定輸入濾波電容的時候，是有一個假設的，這個假設是什么呢？

輸入電源默認來自遠方，是沒法提供快速變化的電流的。

正是因為這一點，所以才有輸入濾波電容存在的必要，如果輸入電源總能快速響應Boost的電流的需求，那還要濾波電容干什么？

比如如果用LTspice仿真，會看到，仿真軟件自己的boost示例，都是沒有輸入濾波電容的。

下圖這個LT1619仿真電路，就是沒有輸入濾波電容的，這個是官方給出的示例，不是我畫的。

這個官方仿真示例不要輸入濾波電容，原因就在于它用的電源V1是電壓源。

電壓源在仿真軟件里面的意思就是，這個IN的電壓就是3.3V，永遠都是3.3V，不管后面電流咋變，反正我就能絕對的把Vin的電壓控制在3.3V，電流都能供上，你想要多大我就能提供多大，所以就不需要濾波電容了。

這一點，實際電路肯定做不到，所以需要輸入濾波電容來提供瞬態的電流需求。

那為什么實際輸入電源不能快速響應呢？

實際應用中，輸入電源可能距離很遠，有了很長的走線，走線越長，電感就越大，這里不再贅述。

總的來說，就是相當于遠處的電源接了一個電感到boost電路的輸入端，電感電流不能突變，也就是說輸入電源不能快速響應這個boost電流的需求。

既然等效串聯了一個電感，而且Boost電路是開關電源，頻率大概在幾百Khz，周期也就幾us左右。那么在這一個周期之內，我們可以把電源輸入過來的電流看作是恒定不變的。

當然，肯定有人會說，如果我的電源輸入很近，可以快速響應，那就不對了呀？怎么電流能是恒定的呢？

這想法自然沒問題。

事實上，即使是電感，那也是阻礙電流的變化，并不是完全讓電流不能變化，所以對于動態的電流需求，還是能響應一點的。當然，線路電感越大，就越不容易馬上響應，能提供的電流波形也就越平。

但是呢，我們沒法控制這個線路的電感有多大，或者有的電路，電源上面更是直接使用了LC濾波器。

既然沒法控制，我們就按照最差的情況來處理，即在一個周期內，把電源輸入過來的電流看作是恒定不變的，Boost需要的動態電流完全由濾波電容來提供，根據這種情況選擇的輸入濾波電容，就可以滿足所有的情況了。

好，又說了一堆，回到我們的目標：計算輸入濾波電容容量。

輸入濾波電容是用來控制輸入電壓紋波△Vi的，下面來看如何根據△Vi得到輸入濾波電容Ci的大小。

我們先理清下思路，輸入電壓紋波就是輸入電容上面的紋波變化。電容上面的紋波變化可以分成兩個部分。

一個是電容放電或者是充電，存儲了電荷量發生了變化，這個變化會導致電壓變化，可以用公式Q=CUq來表示，Uq即是電壓的變化。

另一個是電容有等效串聯電阻ESR，電容充放電時有電流流過，電流流過ESR會產生壓降，這個壓降用Uesr表示吧。

所以，電壓紋波應該是：

△Vi=Uq+Uesr

1、電容電荷量變化引起的壓降Uq

我們看輸入節點，這個節點的電流有3個，一個是來自電源輸入的，前面說了，在一個周期內，它可以看作是恒定的，一個節點是電容，另外一個節點是電感。

根據基爾霍夫電流定律，節點電流和為0，并且電源輸入的電流恒定，那么當電感電流的變化量必然等于電容電流的變化量，因為最終3者的和為0。

我們畫出三者的電流波形如下：

根據節點電流和為0，那么輸入電容的電流變化就是功率電感的電流變化（你增大時我減小，你減小時我增大）。我們從上圖也可以很直觀的看出來。

顯然，電容電流大于0時，電容在充電，電容電流小于0時，電容在放電。

可以看到，電容充電和放電時間長度是一樣的，都是周期的一半，T/2。

那充放電的電荷量是多少呢？

放電的電荷量，等于放電電流i乘以放電時間t，不過放電電流不是恒定的。從前面知道，電容放電電流它等于電感電流的變化量，所以電容電流的變化量也是△IL。

需要注意，電容電流是在大于0時充電，電流小于0時放電，也就是圖中陰影部分，充電與放電的切換的時刻并不是開關導通與斷開的時候，而是在中間時刻。

然后電容放電/充電的總電荷量Q等于電流乘以時間，這不就是圖中陰影三角形的面積嗎？

三角形底部是時間，充電/放電時間等于T/2

三角形的高為電感紋波電流的一半，△IL/2。

所以總放電量為Q=1/2*底*高

再結合Q=CUq，即可求得Uq了。

具體計算如下圖所示：

2、電流流過電容的ESR造成的壓降Uesr。

前面波形圖知道，電容的充電電流最大是△IL/2，放電電流最大就是-△IL/2，負號表示電流方向，方向的不同，引起的壓降的電壓也是相反的。

那么ESR引起的總的壓降是：

Uesr=△IL/2*ESR-（-△IL/2*ESR）= △IL*ESR

最終，我們求得Uesr的公式如下：

好，我們已經算出Uesr和Uq。

那么根據△Vi=Uesr+Uq，我們就可以△Vi的表達式了，如果知道△Vi，我們也能得到輸入電容Ci的大小或者是ESR了。

這個公式看著有點復雜，有兩個參數都跟電容本身有關系，ESR和容量Ci。

考慮到我們的電容實際使用情況

陶瓷電容ESR小，容量小，Uq對紋波起決定作用，所以可以近似△Vi=Uq

鋁電解電容容量大，ESR大，Uesr對紋波起決定作用，所以可以近似△Vi=Uesr

根據上面兩點，我們就可以去選擇合適的電容了。

陶瓷電容根據容量值去選

鋁電解電容根據ESR去選

當然了，這一段話很多資料都有，但是很少有實際比較過Uq和Uesr的大小的，文章后面會做實驗來實際看看

好，現在輸入電容的理論計算已經搞定了，我們接著看輸出濾波電容。

輸出濾波電容

相比輸入紋波△Vi大小，我們可能更關心輸出紋波的大小，畢竟是要帶負載的。

同樣，紋波由電容電荷量變化和ESR決定。

1、電容電荷量變化引起的Uq

一個周期內，電容的充電電荷量和放電電荷量必然一樣，我們計算出其中一個就行了。顯然，放電的時候更好計算，因為放電電流就是負載電流，是恒定的，為Io=Vo/RL。

放電的電荷量等于容量乘以電容電壓的變化，也等于放電電流乘以放電時間，即：

Q=Uq*C=Io*Ton

根據這個公式，我們就可以求得Uq了。

2、電流流過電容的ESR造成的壓降Uesr

Uesr如何計算呢？

我們調出輸出電容的電流波形就知道了。

這個波形我解釋一下。

在開關導通的時候，二極管不導通，負載的電流為Io，完全由輸出濾波電容提供，即濾波電容的放電電流也為Io，而且還是在導通時間里面恒定不變的。

在開關從導通切換到斷開時，電感的電流已經是充到最大的，因為先前開關導通時電感一直在充電，所以切換時電感電流最大，且等于電感平均電流加上紋波電流的一半，即為IL+△IL/2。切換時，這個已經充好的電流會通過二極管給負載供電，負載電流為Io。同時，電感還要給電容進行充電，根據節點電流和為0，那么電容的充電電流就是電感充到最大的電流減去負載的電流，即IL+△IL/2-Io。

在開關斷開之后，電感電壓反向了，所以電感電流持續減小，也就是說二極管的電流持續減小，而負載電流不變，所以輸出濾波電容的電流持續減小。

根據上圖，在開關切換之前，電容的電流為-Io，那么ESR兩端的電壓是-Io*ESR。

在切換之后，電容的電流立馬反向，為IL+△IL/2-Io，那么ESR兩端的電壓是（IL+△IL/2-Io）*ESR，兩者相減，就是ESR上電壓變化量，也是ESR產生的紋波電壓大小。

即

Uesr=（IL+△IL/2-Io）*ESR-（-Io*ESR）

= （IL+△IL/2）*ESR，

好，我們已經算出Uesr和Uq。

那么根據△Vo=Uesr+Uq，我們就可以△Vo的表達式了，如果知道△Vo，我們也能得到輸出濾波電容Co的大小或者是ESR了。

與輸入濾波電容一樣，考慮到我們使用的電容類型。

陶瓷電容ESR小，容量小，Uq對紋波起決定作用，所以可以近似△Vo=Uq

鋁電解電容容量大，ESR大，Uesr對紋波起決定作用，所以可以近似△Vo=Uesr

根據上面兩點，我們就可以去選擇合適的電容了。

陶瓷電容根據容量值去選

可以看到，公式里面沒有電感L，也就是說，如果使用陶瓷電容濾波，增大電感量對輸出紋波不起作用，不要傻傻去增大電感啦。

鋁電解電容根據ESR去選

不容易啊，現在公式都推導完成了。

下面進入實驗環節，以此來檢驗上面的公式是否正確

實驗驗證

實驗已知條件及紋波要求：

使用boost芯片LT1619。

開關頻率是f=300Khz

輸入電壓Vi=3.3V

輸出電壓Vo=5V

二極管使用MBR735，導通電壓約為：Vd=0.5V

負載R=3Ω，負載電流Io=Vo/R=1.667A

輸入紋波要求：△Vi≤30mV

輸出紋波要求：△Vo≤50mV

1、首先需要確定電感值L

根據前面推導出的公式計算，可得，電感的取值范圍為：

我們求得電感的范圍是3.96uH~7.92uH。

我們取現實中常用的電感值L=6.8uH吧。

當然，我們現實中電感選型也要考慮電感的飽和電流是否足夠，飽和電流要大于電感會流過的最大電流值ILmax，并且要留有一定的裕量。

顯然，這個ILmax=IL+△IL/2。

我們根據前面的公式計算得ILmax=3.1A

2、如果使用陶瓷電容濾波

先看輸入濾波電容Ci：

Ci的值計算結果（忽略了ESR）如下：

可以看到，Ci要大于8.98uF。

我們取現實中常用的電容值Ci=10uF吧。

并且，在Ci=8.98uF時紋波△Vi=30mV，那么Ci=10uF時，紋波是△Vi=26.94mV，我們記住這個值，后面仿真對比使用。

再看輸出濾波電容Co：

Co的值計算結果（忽略了ESR）如下：

可以看到，Co需要大于44.45uF。

我們取現實中常用的電容值Co=47uF吧

并且，在Co=44.45uF時紋波△Vo=50mV，那么Co=47uF時，紋波是△Vo=47.29mV，我們也記住這個值，后面仿真對比。

仿真驗證：

好，現在電感L，輸入濾波電容Ci，輸出濾波電容Co都有了

輸入電壓：3.3V

輸出電壓：5V

L=6.8uH

Ci=10uF

Co=47uF

我們LTspice仿真電路圖如下：

有個問題先解釋一下，在電源輸入端我加了一個1uH的電感L2，就是為了讓輸入電源過來的電流基本恒定，模擬前面說的最差的情況（電源比較遠）。若果沒有這個L2，那么Vin就是穩壓源的電壓，絕對的穩定，沒有紋波的。

我們看仿真結果：

輸入紋波電壓計算值為26.94mV，仿真值為28mV

輸出紋波電壓計算值為47.29mV，仿真值為47mV

可以看到，仿真的結果與計算值非常接近，也就驗證了計算公式的準確性。

這里插一點，為了方便同志們學習boost，我將關鍵點的電壓，電流波形截圖出來了，分析Boost可以參考

有一點需要說明下：圖中二極管的電流和輸出濾波電容的電流都有一個向下的尖峰，這個尖峰是因為二極管的反向恢復時間造成的

即二極管電壓反向，它不能馬上恢復截止功能的，需要時間，這個時間就是反向恢復時間，在這個時間里面，二極管可以通過較大的反向電流，所以就有了較大的反向電流存在。

文末會給出仿真的源文件，感興趣的同學可以自己玩一玩，不同類型的二極管反向恢復時間不同，向下的尖峰也是不一樣的，這里就不再展開了。

我們繼續

陶瓷電容ESR

陶瓷電容我們都通常說ESR很小，可以忽略，前面的計算也是忽略。

不過想必大家也肯定想過，總說ESR小，影響小，那到底有多小？

我們上面用了兩個陶瓷電容，10uF和47uF，那我們查查這兩個電容的ESR情況。

這里我找了兩個型號：

10uF/10V：GRM188B31A106ME69

47uF/10V：GRM21BR61A476ME15

10uF電容的ESR是4mΩ，47uF電容的ESR是3mΩ

我們還是先計算一下，ESR對紋波的貢獻有多少。

輸入10uF電容的ESR是4mΩ，引入的紋波電壓是

相比于容量引起的紋波26.94mV，這個約為十分之一左右，確實很小。

兩者加起來，新的△Vi=26.94+2.6=29.54mV

輸出47uF電容的ESR是3mΩ，引入的紋波電壓

相比于容量引起的紋波47.29mv，這個也是比較小的，大約是五分之一吧，但似乎達不到可以忽略的地步。

兩者加起來，新的△Vo=47.29+9.3=56.59mV

下面我們把ESR加入到電路中

運行一下，結果如下圖：

加入ESR之后，可以看到，輸入紋波電壓還是28mV，基本沒有變化，不過與計算值29.54mV也差得不多。

這個輸入紋波加了ESR基本沒變化，確實是有原因的。

原因是因為輸入濾波電容的電流是變化的，我們計算的是Uesr的最大值，出現最大值的時刻并不在電容放電完成后的時刻（放電完成時Uq產生的壓降最大）。放電完成的時刻電容電流為0，ESR上面沒有壓降，所以基本就不變了，所以咱們看到的就是△Vi沒變化。

不過這個也不用細細區深究，本身Uesr太小了，影響不大。

這個問題在輸出濾波電容上面不會出現，因為輸出濾波電容是一直有電流的，這個可以從前面的波形圖看出來，所以最終的紋波，是可以將Uesr和Uq直接相加的

因此，我們可以看到，輸出濾波電容的紋波電壓仿真是56mV，與計算值56.59mV也是非常接近的，增加ESR后，紋波實打實增加了9mV左右。

而且，可以看到，輸出紋波在底部有一個突然的上升，這個就是電容電流突然變化，在ESR上面產生的壓降，大致也可以看到是9mV左右。

另一方面，這個波形與我們實際測試想比，還差了點啥？

實際測試經常有毛刺對吧，這里面看不到

仿真軟件，其實就是使用計算機進行數學計算，一般是不會出錯的，不準確肯定是模型不夠準確。

很容易想到，仿真圖里面電容等效一個理想電容和ESR電阻串聯構成，這跟真實的電容還是有差距的，怎么說也會有寄生電感存在吧。

我就不手動添加寄生電感了，直接使用廠家提供的電容spice模型吧。

仿真結果如下圖：

輸入還是沒毛刺，輸出毛刺出來了，是不是有點兒意思呢？

算上毛刺，輸出紋波大小大概是250mV，這是預想的50mV的5倍。

先來看毛刺吧，毛刺是怎么出來的呢？

其實這個很容易，從前面分析知道，輸入電容和輸出電容的電流波形如下：

由圖可知，輸入濾波電容的電流是沒有突變的（有拐點，但是是連續的），而輸出濾波電容的電流是有突變的（由負突然變為正）。

我們知道電容都是有各種寄生參數的，自然也有寄生電感存在，突變的電流意味著di/dt很大，這必然會在寄生電感上面產生高的電壓，也就是圖中的毛刺。

如何搞定這個毛刺？

去掉是不可能的，這輩子都不可能，只能降低幅度。

我們在輸出端加一個100nF小電容，電路圖變為如下：

輸出紋波如下：

可以看到，毛刺下降了，總的紋波從250mV下降到了160mV左右，效果是有的。

毛刺還是有點大，怎么辦？

簡單啊，再增加一個100nF電容，總共放兩個100nf濾波電容，是這樣嗎？

仿真一下，發現紋波變成了110mV左右，確實有減小。

所以，我們想要降低毛刺，可以多并聯幾個100nF的小電容。

想必到這里，應該知道boost后面為什么有大電容也有小電容了吧。

大電容決定了整體紋波的大小（去掉毛刺剩下的），小電容是為了降低毛刺的。

除了毛刺這個問題，我們發現，使用了spice文件構建的電容之后，輸入紋波和輸出紋波都變大了，而且還是變大不少的。

輸入紋波從28mV變到了35mV。

輸出紋波從56mV變到了83mV（不算毛刺）。

使用spice文件生成的電容模型的仿真結果肯定是更為準確的，它是廠家提供的，能更真實的還原電容的特性。

我們前面的計算公式是從拓撲結構推出來的，只考慮了電容的容量C和ESR，所以是一個理想的結果。

雖說算出來與實際結果有差距，但是還是有其意義的，至少我們知道了紋波大概在多少mv，我們留好裕量就好了。

那這個裕量留多少？2倍嗎？

比如計算輸出濾波電容47uF，但是仿真紋波比50mV大不少，達到了83mV，那我使用100uF的濾波電容，容量提升了2倍，應該可以控制在50mV以內吧。

選用標稱值為100uF/10V的MLCC陶瓷電容可以嗎？

答案是：no！no！no！

陶瓷電容有一個特性，就是容量會隨所加的電壓發生變化，這個變化很大！！

這個特性叫直流偏壓特性，MLCC有這個特性，鋁電解電容沒這個。

上圖是GRM32ER61A107ME20（100uF/10V）的電容曲線。

我們輸出電壓是5V，在5V時，這個電容的實際容量只有標稱值的50%，也就是說只有50uF左右。

所以，選擇100uF/10V是不行的，應該要選擇更大容量的電容，比如200uF。或者是2個100uF的電容并聯，這樣真正的有效容量才會有100uF。

另外一方面，這個是耐壓10V的電容，在5V使用時，有效容量只剩下50%，如果輸出是7V，容量就只剩下30%了，也就說必須選擇更大容量的電容。

或者說選用耐壓值更高的電容，這樣有效電容量更高。

關于Boost使用陶瓷電容濾波，我們小結一下：

1、我們使用公式計算出的電容量大小，往往是偏小的，真實紋波要比計算值要高一些。

2、MLCC陶瓷電容的直流偏壓特性，因此使用時，往往實際容量要比標稱值小很多。

3、boost輸出會容易產生高頻毛刺，需要加小電容降低毛刺。

因此，設計時，真正的電容要比計算的大，紋波要求嚴格的地方，可能需要4-5倍。

說完了使用陶瓷電容的情況，那使用鋁電解電容會怎么樣呢？

3、使用鋁電解電容濾波

還是先來計算一番

鋁電解電容的ESR比較大，所以紋波主要由ESR決定，因此我們忽略容量的影響。

輸入濾波電容ESR

即輸入濾波電容的ESR如果控制在46mΩ，那么輸入紋波電壓可以控制在30mV

輸出濾波電容ESR

即輸出濾波電容的ESR如果控制在16mΩ，那么能將輸出紋波電壓控制在50mV

如果我們使用常規的Low ESR鋁電解電容，比如Leon的VZH系列

可以看到，滿足輸入46mΩ的電容容量非常大，都到了1500uF以上。滿足輸出16mΩ的濾波電容都沒有。

所以說，常規的鋁電解電容用在開關電源上面濾波，效果是比較差的，紋波很難控制得比較低。

不過，也有一種電容叫做固態鋁電解電容，已經是在廣泛使用的。

假定我們現在選用尼吉康的PCF系列鋁固態電解電容。

可以看到，33uF的可以大致是可以滿足輸入紋波要求，330uF大致是可以滿足輸出的紋波要求得。

從官網上面下載這330uF電容的spice文件（PCF1A331MCL4GS），接到輸出端濾波（輸入就不看了），同時加了2個100nF的電容，構建仿真電路圖。

仿真結果如下：

可以看到，不算毛刺紋波不高，但是毛刺振蕩非常明顯，加了2個100nF濾波也只能控制在300mV左右。

現在討論不算毛刺的紋波也沒有意義了，因為去不掉，我們肯定是看總的輸出噪聲是300mV，這個有點大。

這個原因應該是固態電容的等效串聯電感太大，我比較了一下這個電容和前面的47uF陶瓷電容的spice文件，確實是固態電容的電感更大的。

所以，總的來說，不論是鋁電解電容，還是固態電容，都是沒有陶瓷電容好的，這也是為什么很多dcdc芯片手冊都推薦使用陶瓷電容濾波的原因吧。

當然，也不是說鋁電解電容不能用，因為我舉的例子負載電流達到了1.667A的，這個算是比較大的，如果負載電流減小到三分之一，輸出紋波（包括毛刺振蕩）噪聲也降低了，如下圖，降低到了110mV左右，紋波要求不嚴格的話也可以用了。

這里有一個使用電解電容濾波，輸出振蕩很嚴重的例子，有興趣可以看看，我覺得他如果將鋁電解換成陶瓷電容濾波，可能會改善很多，鏈接如下：

https://bbs.21dianyuan.com/forum.php？mod=viewthread&tid=289717

小結

這文章字數破紀錄了，1w多，我也不想如此，只不過之前還是有同志們說有點難懂，我只能寫一句解釋一下，不好文字說明的地方就畫圖，圖片也60多張了吧，最后就這樣臭長臭長了。

所以總結的第1點就是：有點累。

第2點就是，推導公式確實可以加深對boost的理解，對各處的信號都能了如指掌，這對我們設計boost還是很有用的，特別是出現問題的時候，自然而然都能想到改怎么分析。

第3點就是，計算公式與真實值是有較大差距的

推導的公式，是基于boost的基本拓撲來的，這跟實際使用還是有較大的區別。

其中最大的一點就是，沒有公式來計算毛刺（高頻振蕩），而很多時候，毛刺占輸出波動最主要的部分。

所以公式僅僅只能作為參考，更重要的是，我們要對各種基本器件有一個較深的了解，比如我文章舉例的陶瓷電容，鋁電解電容，固態電容，這三種器件極大的影響了最終的結果，如果只是浮于表面，遇到問題只能東試試，西試試吧，能不能搞定就看運氣了。

審核編輯 ：李倩