本文介紹一種補(bǔ)償直接耦合的AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移的技術(shù)。

直接耦合輸出的主要好處是改善了低音響應(yīng)。由于該設(shè)計(jì)省去了隔直電容器，因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。

電容器耦合輸出

圖1顯示了一個(gè)電容器耦合輸出，其中截止低頻由負(fù)載R（通常為8Ω）和電容器Cc決定。在此示例中，電容器Cc阻止了可能出現(xiàn)在輸出中的任何DC偏移。

圖1電容器耦合輸出的截止低頻由負(fù)載，電容器Cc和輸出網(wǎng)絡(luò)決定。

直接耦合輸出

在直接耦合的對(duì)象中不是這種情況（圖2）。其較低的截止頻率不受輸出限制，因此前級(jí)的任何波動(dòng)都將導(dǎo)致DC值波動(dòng)，從而導(dǎo)致直流電流流經(jīng)負(fù)載（揚(yáng)聲器）。除了降低放大器的動(dòng)態(tài)范圍和THD之外，這也是為什么有時(shí)在打開或關(guān)閉分立音頻放大器時(shí)會(huì)聽到“喀噠”聲的原因。

圖2直接耦合輸出的較低截止頻率不受輸出限制。

為了糾正此問題，我們將首先進(jìn)行深入分析，以了解離散雙極結(jié)型晶體管（BJT）音頻放大器的DC偏移背后的原因。接下來(lái)，我們將設(shè)計(jì)一種方法來(lái)消除或至少減輕該問題。

首先，創(chuàng)建一個(gè)簡(jiǎn)單的放大器模型，包括主要階段。

放大器的簡(jiǎn)單模型圖3，這是放大器的簡(jiǎn)單模型。

顧名思義，VAS（電壓放大器級(jí)）是一種系統(tǒng)元件，用于放大來(lái)自輸入的信號(hào)，從而通過驅(qū)動(dòng)器級(jí)（通常是公共發(fā)射器）驅(qū)動(dòng)AB級(jí)。驅(qū)動(dòng)器連接到AB級(jí)，AB級(jí)是互補(bǔ)的射極跟隨器，可提供高電流增益。最后，負(fù)反饋環(huán)路會(huì)影響VAS級(jí)的增益，從而使整個(gè)系統(tǒng)線性且穩(wěn)定。

VAS級(jí)通常使用差分放大器架構(gòu)構(gòu)建，其中一側(cè)接收輸入信號(hào)，另一側(cè)接收負(fù)反饋信號(hào)。為了簡(jiǎn)單起見，讓我們用一個(gè)運(yùn)算放大器代替VAS（僅用于說(shuō)明失調(diào)問題），并分析級(jí)數(shù)和失調(diào)之間的關(guān)系，這在數(shù)學(xué)上已有所討論。

簡(jiǎn)化的放大器忽略輸出級(jí)圖4 VAS和驅(qū)動(dòng)器的簡(jiǎn)化模型將為我們提供有關(guān)輸出DC偏移的寶貴見解。

圖4顯示了簡(jiǎn)化的VAS和驅(qū)動(dòng)程序。這個(gè)簡(jiǎn)單的模型將為我們提供有關(guān)輸出直流偏移的寶貴見解。R1和R2形成局部負(fù)反饋，而Rf1和Rf2形成全局負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。通常為公共發(fā)射極級(jí)的驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)生負(fù)增益-G。為簡(jiǎn)單起見，忽略了AB級(jí)，因?yàn)閷?duì)于射極跟隨器，電壓增益約為-1。

VAS增益由R1和R2之間的關(guān)系，R2 》》 R1和Va1 = Va2 = Va確定。驅(qū)動(dòng)器增益非常高，因此整個(gè)放大器增益取決于Rf1和Rf2之間的關(guān)系：

（Vin-Va）/ R1 =（Va-Vo’）/ R2

Va = Vo ×Rf2 /（Rf2 + Rf1）

替換Va并進(jìn)行操作，我們得到：

Vin = Vo ×［Rf2 /（Rf2 + Rf1）×（R1 + R2）/ R2 + R1 /（G × R2）］

（R1+ R2）/ R2?1 R1 /（G × R2）?0

Vo = Vin ×（Rf2+ Rf1）/ Rf1（1）

這并不是一個(gè)令人印象深刻的結(jié)論，因此，讓我們分析一下Vo與驅(qū)動(dòng)器輸入Vo上的電壓（接地）之間的關(guān)系：

Va1 = Vo’×R1 /（R2 + R1）Va2 = Vo × Rf2 /（Rf2 + Rf1）Va1= Va2

Vo = Vo’×R1 /（R2 + R1）×（Rf2 + Rf1）/ Rf2（2）

最后一個(gè)方程式非常重要，因?yàn)樗@示了驅(qū)動(dòng)器級(jí)的直流電壓和放大器的輸出直流電壓之間的關(guān)系，表明Vo的較小波動(dòng)會(huì)在Vo中產(chǎn)生較大的偏移。

如前所述，驅(qū)動(dòng)器級(jí)通常由一個(gè)簡(jiǎn)單的共發(fā)射極級(jí)（圖1中的Q3）和一個(gè)固定所需的基極至發(fā)射極電壓的小電阻器（Rpol）組成。該晶體管為輸出晶體管提供基極電流，因此此階段的集電極電流在毫安范圍內(nèi)并不罕見。

讓我們暫時(shí)忘記溫度的影響，因此，當(dāng)我們第一次打開電路時(shí)，我們會(huì)校準(zhǔn)VAS，以使輸出DC電壓處于VCC和VEE的中間，零伏。如果未施加任何信號(hào)，則由于AB級(jí)是電壓跟隨器（共集電極），驅(qū)動(dòng)器晶體管Q3保持大部分VEE電壓（VEE-VBE），因此Q3上流過偏置電流IBias，因此Q3消耗了大約功率由下式?jīng)Q定：

PQ3?VEE× IBias

該功率正在加熱Q3，并且該熱量以-2.2 mV /°C的已知速率改變了器件的Vbe，從而改變了先前調(diào)整的輸出DC電壓。

如果晶體管開始加熱，例如比環(huán)境溫度高40°C，則其Vbe將下降約88 mV。

在晶體管溫度升高時(shí)出現(xiàn)的這個(gè)較小的Vbe要求使VAS的輸出處的Vo‘（電壓已在前面解釋）相應(yīng)地發(fā)生變化，從而在輸出處產(chǎn)生DC電壓漂移。

一個(gè)真實(shí)的例子

圖5中的電路說(shuō)明了到目前為止已解釋的內(nèi)容。

溫度漂移補(bǔ)償電路圖5這是該電路的一階實(shí)際實(shí)現(xiàn)。

為了保持較低的失調(diào)，將Vo設(shè)置為盡可能接近零是很方便的。這就是Rset的目的，Rset代表多圈微調(diào)。

這里，基準(zhǔn)電壓和Vo’之間的關(guān)系為：

Vo’=Vbase ×（Rpol + Rset）/ Rpol

因此，基于基極-發(fā)射極電壓變化的輸出電壓漂移為：

Vo = Vbase ×（Rpol+ Rset）/ Rpol × R1 /（R2 + R1）×（Rf2 + Rf1）/Rf2（3）

通過這個(gè)方程式，我們可以計(jì)算出驅(qū)動(dòng)電壓的每°C變化，輸出電壓將變化多少，例如，如果我們給元件分配值（取自真實(shí)放大器），例如：

Vo = -2.2mV /°C ×（120 + 4K）/ 120 × 470/（15K + 470）×（2K2 + 10K）/ 2K2

Vo = -12.8 mV/°C

PQ3?24V× 5mA = 0.12W

假設(shè)第三季度采用TO92封裝。在這種情況下，可以使用此封裝的結(jié)至環(huán)境熱阻來(lái)計(jì)算結(jié)溫增量：

Rθja=200°C /瓦

Δ溫度=200°C / W × 0.12W = 24°C

ΔVo=24°C ×（-12.8 mV/°C）

ΔVo=-305mV

總之，如果不應(yīng)用補(bǔ)償，則輸出將漂移約305 mV。這僅考慮了晶體管的自熱效應(yīng)。如果環(huán)境溫度由于任何原因升高，則此偏移量可能會(huì)增加。

如何減輕這種影響

Q3的基極-發(fā)射極電壓由Rpol固定，因此補(bǔ)償Vbe電壓變化的一種方法是使Rpol以某種方式遵循此變化。這可以通過使用與溫度相關(guān)的電阻器（如Rpol）連接到晶體管（如熱敏電阻）來(lái)實(shí)現(xiàn)。由于Vbe的變化率為負(fù)，因此熱敏電阻必須為NTC。

讓我們計(jì)算Rpol所需的熱系數(shù)：

IRpol（可以認(rèn)為是恒定的）流過Rpol，并且Vbe等于VRpol：

Rpol = Vbe / IRpol

（dRpol）/（dVbe）= 1 / IRpol

ΔRpol=1 / IRpol ×ΔVbe

在我們的示例中，Rpol =120Ω和IRpol = 5.6mA，因此：

?Rpol= 1 / 5.6mA ×（-2.2mV/（°C））

ΔRpol=-0.4Ω/（°C）

我們需要找到在25°C時(shí)具有精確熱系數(shù)和電阻值的熱敏電阻。由于這是不可能的，因?yàn)榇蠖鄶?shù)NTC熱敏電阻具有更高的溫度系數(shù)，因此解決方案是將一個(gè)或多個(gè)較高值的熱敏電阻與Rpol并聯(lián)。

這是模擬熱敏電阻溫度依賴性的方程式：

Rth = Rth0 × eB（1 / T-1 / T0），

其中Rth0是環(huán)境溫度（我們要計(jì)算的）下的熱敏電阻電阻，B是參數(shù)，通常為3400°K，T為絕對(duì)溫度，T0為環(huán)境溫度，約為298.16°K。

因此，環(huán)境溫度下的斜率可以這樣計(jì)算：

（dRth）/dT =（-B × Rth0 × eB（1 / T-1 / T0）/ T2）

這是每°C的電阻變化率：

（dRth）/dT = -38.24e – 3 ×Rth0 ［Ω/（°C）］

熱敏電阻與Rpol并聯(lián)：

R || =（Rth× Rpol）/（Rth × Rpol），

和：

dR || / dRth = Rpol2/（Rth0 × Rpol）2

這樣我們得到了并聯(lián)電阻的變化：

ΔR||= Rpol2 /（Rth0 ×Rpol）2× ?Rth

并用每°C的熱敏電阻電阻增量代替：

ΔR||= Rpol2 /（Rth0 ×Rpol）2×（-38.24e – 3 × Rth0 ［Ω/（°C）］）

現(xiàn)在，我們可以為正在分析的示例計(jì)算Rth0：

-0.4Ω/（°C）= 1202 /（Rth0 × 120）2 ×（-38.24e – 3 × Rth0 ［Ω/（°C）］）

Rth0 = 1.12KΩ

為了實(shí)用，可以將熱敏電阻的值取整至1.2KΩ。

注意事項(xiàng)

熱敏電阻應(yīng)比晶體管小得多，因此熱敏電阻的溫度將等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也將減少熱慣性，使系統(tǒng)更快地達(dá)到穩(wěn)態(tài)。應(yīng)使用熱粘合劑將熱敏電阻連接到晶體管外殼。

測(cè)試概念

為了確定該概念對(duì)電路的真實(shí)行為建模的準(zhǔn)確性，我構(gòu)造了一個(gè)測(cè)試電路。由于沒有1.2KΩ的熱敏電阻（NTC 0402），我并聯(lián)了8個(gè)10KΩ的熱敏電阻（0402Murata NCP15XH103D03RC）（圖6），以產(chǎn)生非常相似的值（1250Ω）。請(qǐng)注意，并聯(lián)連接熱敏電阻不會(huì)改變我們計(jì)算出的溫度系數(shù)。

溫度傳感器圖6這是一個(gè)1.25KΩ熱敏電阻，由八個(gè)并聯(lián)的10KΩ熱敏電阻制成。

然后，我使用熱粘合劑將傳感器連接到Q3的平坦側(cè)，并將其與Rpol（在板的另一側(cè)是SMD電阻器）并聯(lián)。

安裝的傳感器原理圖圖7先前原理圖（圖6）中所示的熱敏電阻熱粘合到Q3。

最后，在這里我們可以看到在連接有（橙色線）和沒有（藍(lán)色線）熱敏電阻的情況下輸出電壓漂移，在此狀態(tài)下，經(jīng)過大約2分鐘后達(dá)到了穩(wěn)態(tài)。

輸出電壓漂移圖圖8在這里我們可以看到在連接有（橙色線）和沒有（藍(lán)色線）熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移。

閱讀更多設(shè)計(jì)思想電路的補(bǔ)償響應(yīng)（橙色線）比未補(bǔ)償響應(yīng)（藍(lán)色線）要平坦得多，這表明補(bǔ)償正在起作用。斜率為負(fù)的事實(shí)可能意味著它有點(diǎn)補(bǔ)償過了，但這不是問題，因?yàn)橹绷髌迫匀缓苄　?/p>

還值得一提的是，我們?cè)?5°C下計(jì)算了所需的溫度系數(shù)，但熱敏電阻不是線性的。這意味著溫度系數(shù)在整個(gè)范圍內(nèi)不是恒定的。但是，由于補(bǔ)償旨在在有限的溫度范圍內(nèi)工作，因此可以忽略熱敏電阻的非線性。